Haz una pregunta
  Foros de Electrónica » Diseño analógico » Fuentes de Alimentación
Foros Registrarse ¿Olvidaste tu contraseña?

Temas similares

27/12/2008 #1


Fuente Switching 220AC a 400 y -100V
Hola, estoy diseñando una fuente switching con una salida de 400V y otra de -100. Luego de mucho tiempo, logré construir un diseño que funciona relativamente bien. Sin embargo, tengo un problema.

Las redes snubber (R12-C11, R11-C12 y R8-C10) calientan mucho cuando la fuente está bajo carga (80W). Realizando mediciones con el osciloscopio, obtuve las siguientes señales para los casos detallados:


Esta imagen corresponde a la tensión sobre el secundario de 400V (C12-R11) cuando la fuente entrega 80W. (las tensiones son de 100V/div)



Me parecen extrañas las tensiones senoidales que so observan superpuestas.

Esta es la tensión en el secundario de 400V son carga.



Esto me terminó de sorprender. No encuentro razones para que la tensión tenga esa forma, a menos que haya algún problema con la realimentación.

Luego de ver esto, me decidí a quitar la etapa de rectificación, realimentación y redes snubber del secundario. De esta forma, el PWM siempre opera a 100%. Con esto, obtuve lo siguiente:

Sin carga:



Con carga:



Por último, dejo el esquema:

27/12/2008 #2

Avatar de joryds

Hola fchouza, yo observo problemas en la etapa de control, por ejemplo:
- En el pin 16 del SG3525 puedes reemplazar el condensador cerámico de C4 por una R de 10K para que en el Pin 2 se mida 2.609V.
- También que tiene que ver el pin 10 con la realimentación, según lo que yo he experimentado de ese IC si le aplicas 1V afecta el pwm y lo tanto a la fuente en general, yo utilizo el pin 10 para hacer el sensor de corriente.
- Me da la impresión que la fuente esta a lazo abierto pero nunca había visto esa configuración en la realimentación.
- Debes tener cuidado con el transformador de control de puerta de los mosfet experimenta con varios núcleos toroides por que eso afecta la señal que entra al transformador principal y por consiguiente puedes tener esas perturbaciones que se observan, esto no significa que es la causa del problema.
- Por ultimo yo también estoy implementando una realimentación con optoacoplador para mi fuente y al parecer no es tan sencillo por que tengo una caída de 5V y eso es demasiado para una fuente autoregulada.
- Te voy a adjuntar un esquema para que te hagas un idea de la etapa de control, cualquier duda me comentas.
- Saludos.
28/12/2008 #3


Hola, gracias por la respuesta.

- En el pin 16 del SG3525 puedes reemplazar el condensador cerámico de C4 por una R de 10K para que en el Pin 2 se mida 2.609V.
Yo puse la realimentación de ese modo para que la tensión de referencia del amplificador de error sea Vref. De ese modo, tengo que la tensión que sale del divisor resistivo al final de la fuente, me da Vref para 400V a la salida.

- También que tiene que ver el pin 10 con la realimentación, según lo que yo he experimentado de ese IC si le aplicas 1V afecta el pwm y lo tanto a la fuente en general, yo utilizo el pin 10 para hacer el sensor de corriente.
El pin 10 funciono de modo que cuando se le aplica 1V la fuente comienza a apagarse. De ese modo, con los opotoacolpadores realizo una limitación en la corriente de salida. Esa parte todavía no la probé así que no puedo saber si funciona o no. En este momento el pin 10 está conectado a tierra.

Me da la impresión que la fuente esta a lazo abierto pero nunca había visto esa configuración en la realimentación.
Alguna clase de realimentación estoy teniendo porque la fuente mantiene la tensión a la salida.

- Debes tener cuidado con el transformador de control de puerta de los mosfet experimenta con varios núcleos toroides por que eso afecta la señal que entra al transformador principal y por consiguiente puedes tener esas perturbaciones que se observan, esto no significa que es la causa del problema.
Este es un punto que estuve analizando. Viendo la señal de la compuerta más detenidamente vi que había algunos problemas. Remplacé el transformador por uno nuevo y explotaron los transistores. Supongo que fué porque se perforaron las compuertas...o por alguna otra razón que todavía no pude determinar. De todos modos, voy a cambiar el diseño por uno que utilice IR2110 en lugar de transformador.

Otra cosa que quería consultarte era el bobinado del transformador. Estuve mirando el thread "Fuente conmutada (switching)" para ver si había elegido correctamente los números de vueltas, pero no me quedó muy claro. ¿Como determinás el número de vueltas?

Saludos!
29/12/2008 #4

Avatar de joryds

Este es un punto que estuve analizando. Viendo la señal de la compuerta más detenidamente vi que había algunos problemas. Remplacé el transformador por uno nuevo y explotaron los transistores. Supongo que fué porque se perforaron las compuertas...o por alguna otra razón que todavía no pude determinar. De todos modos, voy a cambiar el diseño por uno que utilice IR2110 en lugar de transformador.
Sobre lo que mencionas del transformador que controla la puerta de los mosfet, se vuelve algo critico sino se coloca el toroide adecuado, te voy adjuntar varios colores de toroide y las formulas respectivas.
Sobre implementar el IR2110 seria bueno, pero debería hacerlo cuando la etapa de control este funcionando mejor para ahorrar dinero en IR quemados.

Otra cosa que quería consultarte era el bobinado del transformador. Estuve mirando el thread "Fuente conmutada (switching)" para ver si había elegido correctamente los números de vueltas, pero no me quedó muy claro. ¿Como determinás el número de vueltas?
Las espiras que utilizo en el primario del Driver es 14 y en los secundario 12 es decir en tu caso 14:12X2, esto también lo he visto en varias fuentes que funcionan correctamente.

El esquema que te adjunte en el mensaje anterior funciona lo que no apuesto es en la realimentación pero todo lo demás se ve dentro de lo normal.

Saludos...
Archivos Adjuntos
Tipo de Archivo: rar toroides_por_colores_y_formula_739.rar (171,9 KB (Kilobytes), 166 visitas)
30/12/2008 #5


Ok, por el momento conseguí que el transformador que manejas los MOSFET funcione relativamente bien. Luego voy a poner unas fotos para mostrar la forma de las señales y que me digan que les parece.

Ahora estoy más de lleno con el diseño/rediseño del transformador de potencia. Ayer compré un ferrite E42/21/12 de material N27.

En la hoja de datos, dice Ae=178 mm^2.
La frecuencia la establecí en los 50 kHz debido al material.

Para calcular el primario, vi que había una formula que dice:

N1=(dV x dTon x 10^4)/(2 x Bmax x Ae)

Para mi caso, yo supuse:

dV=220V*1.41=310V
dTon=(1/frec)*0.5=1*10^-5 s
bMax=0.125T
Ae=178mm^2

Lo que sucede es que no estoy seguro de las unidades de la fórmula...está todo en unidades básicas?
30/12/2008 #6
Moderador

Avatar de hazard_1998

fchouza y jory, comento lo siguiente. por un lado esas oscilaciones raras y erraticas que ves son producto de la inestabilidad del lazo (este oscila) y como en el tiempo muerto el transformador queda en alta impedancia (los dos mosfet abiertos) aparecen oscilaciones producto de energia reactiva acumulada en el transformador, que varia de acuerdo al tiempo de conduccion de los transistores.
ese lazo de realimentacion de tension esta mal (MUY) :(
C3 le esta agregando un polo al lazo, este presenta un giro de fase de hasta 90º y deja muy poco margen de fase al lazo (en realidad no le queda nada de margen de fase), el amplificador de error no tiene ningun roll off mas que ese R2C2, yo ahi pondria una R de +- 56k-100k entre pata 9 y pata 2, en pata uno, como dice jory yo lo dejaria en 2.5V, porque si por una razon quedas a lazo abierto (transitorio o forzado) corres el riezgo de quemar el opamp por culpa de exederte de la tension de entrada maxima (Vref) la entrada la debes hacer por pata 2 con una R en serie de +-4k7, entre esta y la de 56k que comente antes fijas la ganancia de DC del amplificador de error, y un RC en paralelo a la de 56k fija el roll off en AC, te conviene no poner capacidades en paralelo con la señal de medicion porque le daras un retraso muy importante al lazo sino. por otro lado, es indispensable que a la salida de los diodos intercales un inductor, sino no se produce la integracion del pwm (los capacitores de salida tienden a cargarse a la tension de pico ahi), y sin ellos no vas a lograr nunca que el lazo quede estable.


por ultimo, si queres usar transformador en el driver cortocircuita C5, porque sino ese transformador queda resonando con el capacitor serie cuando el pwm pasa por el tiempo muerto, y pueden aparecer pulsos que te enciendan alguno de los dos mosfet.
30/12/2008 #7


Muchas gracias por las recomendaciones!.

Me quedaron algunas dudas:

Por lo que entendí, vos sugerís que deje el sistema de realimentación de la siguiente forma:



Ahora bien, luego de esto, no me quedó claro como es que debo hacer llegar la señal desde el divisor resistivo de la salida. No entiendo bien donde tengo que poner la resistencia de +-4k7 que decís. ¿Me lo podrías indicar en el esquema?

Los inductores los estaba por poner, pero no pensé en lo que decís respecto a la inestabilidad de la realimentación. ¿Existe algún valor específico para los inductores? ¿Como los calculo?
30/12/2008 #8


Hola Jory16, he encontrado por Internet un esquema, como el que subiste anteriormente y si lo analizas, cambian
algunos valores y lo que no me cuadra son los numeros de espiras del trasformador, dime si es ok.
saludos
Imágenes Adjuntas
Tipo de Archivo: jpg smps_800_w_853.jpg (69,4 KB (Kilobytes), 135 visitas)
30/12/2008 #9

Avatar de joryds

Ahora estoy más de lleno con el diseño/rediseño del transformador de potencia. Ayer compré un ferrite E42/21/12 de material N27.

En la hoja de datos, dice Ae=178 mm^2.
La frecuencia la establecí en los 50 kHz debido al material.

Para calcular el primario, vi que había una formula que dice:

N1=(dV x dTon x 10^4)/(2 x Bmax x Ae)

Para mi caso, yo supuse:

dV=220V*1.41=310V
dTon=(1/frec)*0.5=1*10^-5 s
bMax=0.125T
Ae=178mm^2
Calculo para un E42/21/12
ΔB=E/(4•10-8•Ae•Nprmi•fswitch)

ó... Nprim = E/(ΔB•4•10-8•Ae•fswitch)

E: es la excursión de pico en el primario, en Volts,
Ae: es la sección eficaz en cm2, ΔB es la densidad de flujo de pico, en Gauss,
Npri: es el número de espiras del primario.
Fswitch: es la frecuencia de conmutación y utilice 85Khz como una frecuencia promedio para un trabajo normal
Npri = 155/(1250 x4 x10-8 x1, 78 x85000)=20,5 vueltas ≈ 21 vueltas

Vout=Vin•D•Nsec/Npri = Vin•D•TR;

TRmin=Vout-max/(Vin-min•D) = 0.794
TRmin= 100V / (280Vx0.45) = 0,794
…por lo tanto:
Nsec = TRmin x Npri = 16.7Vueltas
Nsec = 0,794 x 21 = 16.7 vueltas, que redondeamos a 17 (por secundario).

Para 400V da 67 Vuelta por secundario


Hola Jory16, he encontrado por Internet un esquema, como el que subiste anteriormente y si lo analizas, cambian algunos valores y lo que no me cuadra son los numeros de espiras del trasformador, dime si es ok.
Hola tupolev, de esos esquemas creo que hay tres de diferentes voltajes de salida, lo que te puedo decir es que la etapa de control debe funcionar, el calculo en el Trafo principal no te garantizo nada por que no lo he calculado, pero si te puedes dar cuenta mas arriba dejo el calculo para un E42, lo que tendrías que hacer es buscar las características del ETD59 y reemplazar en las formulas y te cerciorarías.
Como dije antes no te confíes mucho en esa realimentación has tus propias pruebas y los resultados te dirán la verdad.
Saludos..
30/12/2008 #10


Ok, perfecto!..noté que había cometido un error al suponer E=310V, porque la que se aplica sobre el primario es solo la mitad de la tensión.

Ahora lo que me queda por preguntar son dos cosas:

1) ¿Mediante que fórmulas calculaste el espesor del alambre?

2) Al momento de bobinar:

¿Se pone medio primario, el secundario (los secundarios en mi caso) y luego la otra mitad del primario o pusiste directamente primario y luego secundario?
30/12/2008 #11

Avatar de joryds

Mediante que fórmulas calculaste el espesor del alambre al momento de bobinar?
Hola fchouza, según las recomendaciones,a la frecuencia que de esta calculando el transformador no tiene sentido de utilizar un libre de alambre mayor a 1mm de diámetro y la corriente que soporta es 3.2Amp por lo cual si se necesita mas corriente se colocaría en paralelo mas hilos del mismo.



¿Se pone medio primario, el secundario (los secundarios en mi caso) y luego la otra mitad del primario o pusiste directamente primario y luego secundario?
En otro tema de fuentes conmutadas el compañero Juan aporto un documento donde están las clases de bobinado, pero al parecer es recomendable colocar la mitad del primario, luego el secundario y después el resto del primario.
30/12/2008 #12
Moderador

Avatar de hazard_1998

buenas noches:

para fchouza: la señal del divisor resistivo va a pata 2 y no a pata 9!, y la R de 4k7 en serie.

por otro lado, en otro hilo postie unos links a pdfs donde explican como calcular los inductores...
es medio largo de explicarlo desde aca... si puedo mañana me pongo y posteo algo


para jory, la manera correcta de calcular el primario de un transformador para pwm es la que esta en una cita que tomaste. donde se toman en consideracion los Volt Segundo aplicados al transformador
entonces N viene dado por (dV x dT x 10^4)/(2 x dB x Ae) donde dV es la tension de cresta de la rectangular en volt, dT es el tiempo maximo de conduccion de un semiciclo en segundos, dB es la induccion maxima en Tesla y Ae es el area efectiva del nucleo en mm.

por ultimo el sanguchado de los debanados se hace buscando bajar la reactancia de flujo disperso, y el mejor resultado se logra poniendo el primario en medio del secundario (1/2 secundario - primario - 1/2 secundario)
30/12/2008 #13


Así quedaría el circuito de control ¿no?



Respecto al cálculo de los bobinados:

Nprim = E/(ΔB•4•10-8•Ae•fswitch)

¿no es lo mismo que?

Nprim = (dV x dT x 10^4)/(2 x dB x Ae)

dV=E, dT=(1/fswitch)*1/2 y el Ae para la primera ecuación está en cm^2 y para la segunda está en mm^2, de ahí sale un factor 10^4 que junto al que ya está da un 10^8 que se puede escribir como un 10^-8 dividiendo.

Bueno, respecto al cálculo de los inductores de salida y los capacitores, estuve buscando un poco en otros threads pero no pude encontrarlo...si lo tenés a mano...mejor.

Mañana voy a empezar a rediseñar el circuito y el PCB...y quizás también comience el bobinado el transformador.

Saludos!
31/12/2008 #14


Bueno, este es el circuito que tengo de momento:

Respecto a mi post anterior, cambié lo siguiente tomando como base la fuente del siguiente link:
http://www.forosdeelectronica.com/about24701.html

-Vref/2 lo pongo en el pin 2 (no inversora).

-Establecí una frecuencia de aproximadamente 85 kHz.

-Agregué una red snubber a los transistores (respecto a esto...¿es conveniente poner snubbers a los transistores Y transformador o basta solo con una de las dos opciones?)

-Agregué los inductores en la salida para la integración del PWM.



De todos modos, me interesaría conocer como es que se calcula la compensación (R25,R20,C17).

Saludos!
31/12/2008 #15
Moderador

Avatar de hazard_1998

perdon perdon perdon... me confundi de patas! es que estoy acostumbrado al sg3526.....

pata 2 (no inversora) a vref /2,
pata 1 (inversora), contra pata 9 (salida del E/A) a traves de 56k para empesar
pata 1 a divisor resistivo de salida del convertidor a traves de 4k7...

con respecto a los inductores.....

para arrimar el inductor (sin que me ponga preciso y rompebolas con el riple y velocidad de respuesta)


ampervueltas= NI = Φ(Rc+Rg) ----------> Φ flujo magnetico

reluctancia del nucleo= Rc = lc/(μc x Ac)-------->lc longitud del circuito magnetico, μc permeabilidad del nucleo, Ac area del nucleo

reluctancia del gap= Rg = lg/(μo x Ac)-------->lg longitud del gap, μo permeabilidad del vacio

como la reluctancia del nucleo es extremadamente menor que la del gap (la permeabilidad relativa de los ferrites ronda las 1500 veces la del vacio)

puedo asumir que NI≈ ΦRg

B x Ac = Φ -------------->B induccion magnetica
y recordando
Rg = lg/(μo x Ac)
NImax = Bmax x Ac x Rg
NImax≈ Bmax x (Lg/μo)

inductancia, cuanto es necesario.....
para hallar L supongamos lo siguiente:

xL = Vpp/App ---------------------> donde Vpp es la tension pico a pico que aparece sobre el inductor, App es la corriente pico a pico de alterna que deseamos que atraviese el inductor (normalmente entre 2 y 5% de la corriente de CC uso yo como adopcion

recordemos tambien que un inductor con un alto valor de corriente pp de alterna nos dara como resultado que tendremos mayor calentamiento de los capacitores de salida a causa de que tendran que proveer mayor corriente de alterna a la carga (mayor corriente de riple por los capacitores) pero a su vez el convertidor o fuente tendra mayor velocidad de respuesta ante transitorios ya que la corriente que pasa por el inductor tardara menos en pasar de un valor a otro. (mayor dI/dT)

pasemos ahora al calculo de L

xL = 2π x Fo x L ----------> ojo que la frecuencia que ve el inductor es el doble de la frecuencia que ve el transformador ya que se rectifica con onda completa...

L = (μo x Ac x N²)/lg
ahora lg

lg = (μo x L x Imax² x 10^4)/(Bmax² x Ac)

obiamente L en Henry, lg y lc en metros, Ac en cm², B y Bmax en Tesla, I e Imax en Amper
y por ultimo μo = 4π x 10^-7 H/m

bueno, espero que por ahora sirva como ejemplo a los que estan estudiando este tema.... otro dia sigo porque ya es 31/12 y son las 18:30.... me voy a festejar...!
31/12/2008 #16


Perfecto, ahora me puse a leer el Marty Brown para aclararme unas cosa y voy bastante bien. Lo que no pude encontrar es la máxima potencia que pueda manejar con un E42/21/15 de material N27. Los valores que encontré son muy disímiles.
08/02/2009 #17


Hola, fchuosa y hazard_1998, el dato de la Potencia maxima que puede manejar un nucleo como lo saco? es interesante, pero el fabricante no lo da como dato orientativo.
Respuesta
¿Tienes una mejor respuesta a este tema? ¿Quieres hacerle una pregunta a nuestra comunidad y sus expertos? Registrate

Buscar más temas sobre:
Lupa Fuentes de Alimentación

Circuitos de alimentación, reguladores de voltaje, UPS, cargadores de batería, celdas solares, acumuladores, baterias, pilas...

Cerrar
Foros de Electrónica » Diseño analógico » Fuentes de Alimentación

Powered by vBulletin® Version 3.8.4
Copyright ©2000 - 2017, Jelsoft Enterprises Ltd.
Search Engine Optimization by vBSEO ©2011, Crawlability, Inc.