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04/05/2015 #1


Transistor satura con poco nivel de tensión de señal entrada
He desarrollado el siguiente aplificador clase A, en donde la fuente de alimentación es 70 [V]. Lo tengo que diseñar de manera de tener la máxima escursión simétrica, por lo que al punto Vceq lo he puesto en 33 [V]. El problema que tengo es que satura con una señal de entrada de 40 [mV] aproximadamente. ¿por qué? necesito obtener una señal de entrada de por lo menos 300 o 400 [mV]. ¿Qué debo hacer?

La ganancia de tensión que obtengo es 2, por supuesto si Ic=1[mA] con Ib= 0.01[mA] y por lo tanto en las resistencias con esa corriente cae 37 [V], con el doble de la corriente Ic=2[mA], (es decir con una corriente de base de 0.02[mA]) caerá el doble de tensión en las resistencias y satura el transistor. No entiendo como poder tenes más ganancia de tensión.

Ahora si cambio los valores de resistencia Rc y Re, me modifica la tensión Vce. Efectivamente no puedo modificar Re porque me cambia el valor de la corriente de base, y si modifico Rc me modifica la ganancia, es decir, si la hago más chica menos ganancia y si la hago más grande también y se deforma la señal.
05/05/2015 #2
Moderador general

Avatar de DOSMETROS

Así al pasar . . . ¿ Que elementos participan en la ganancia de un transistor ?

Bueno , a recalcularlos para disminuir la ganancia

https://www.google.com.ar/search?q=g...plificador+bjt

Saludos !
05/05/2015 #3

Avatar de juanma2468

En ese tipo de configuraciones la ganancia de tensión se puede aproximar a Av = Rc/Re, esto es siempre y cuando Beta sea grande.
05/05/2015 #4
Moderador general

Avatar de DOSMETROS

Tip 31 es de relativamente baja ganancia , C3 que mision cumple ?
05/05/2015 #5

Avatar de juanma2468

Cual es el objetivo de usar un tip31? manejas corrientes grandes?
05/05/2015 #6


En realidad por la carga de 740 Ohm tiene que circular una corriente de 0.05 ampere. Que me recomiendan el tip 142 o el bc548. Para tener la ganancia modelada por Rc/Re.

Con el BC548, con RC = 100 ohm y Re= 1 Ohm, con una señal de entrada de 100 mV obtengo una señal de 3.5 [V] y con una señal de entrada de 150 mV satura el transistor en el pico superior. No obtengo una ganancia de 100.

En cambio si hago un circuito con acoplamiento inductivo (con una inductancia de 1 Hy en vez de Rc) puedo meterle una señal de entrada de 5 V y obtener en la salida 40 [V]. De esta manera podría meterle un operacional en la entrada para aumentar la señal de 100 mV a 5 [V]. ¿qué me dicen de este circuito? Supongo que este circuito depende mucho de la señal de entrada aunque en el simulador no se hace tan evidente
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06/05/2015 #7

Avatar de juanma2468

Pues para elegir el transistor debes tener en cuenta las caracteristicas que este debe tener. Debe soportar al menos los 70V, por lo que el BC548 queda descartado ya que soporta tan solo 30V. Se podria proponer el MPSA42 que soporta hasta 300V y 500mA, pero la potencia es baja unos 0,65W y tu minimo debes poder soporta Po = 70V*0,05A = 3,5W, por lo que el MPSA42 ya no nos sirve. Propongo un BD139 que soporta 80V, 1,5A y una potencia de disipacion de 10W. La ganancia es moderada, asique habra que hacer la cuentas nuevamente, queda esta tarea para ti julian403. Esperamos tu respuesta.
06/05/2015 #8

Avatar de cosmefulanito04

La ganancia no puede estar dada por Rc/Re, porque Re (o en este caso R2) en dinámica queda puenteada por el capacitor.

De todas formas, primero hay que ver como está polarizado y como están las rectas de carga, es importante eso.
06/05/2015 #9
Moderador general

Avatar de DOSMETROS

Por eso pregunté en #4 que misión cumplia C3

Para la polarización en contínua se considera solamente a R2 , pero en dinámica la señal también pasa por C3

Saludos !
06/05/2015 #10


Tal cual dice Dosmetro, el c3 aumenta la ganancia en alterna, creo que además afecta a la ecualización, cuando jugaba con esas cosas, poniendo el capacitor en emisor lograba un aumento considerable de la ganancia, sobre todo en las frecuencias altas.

No consideraste la posibilidad de realimentación negativa? vas a poder manejar la ganancia, la estabilidad y linealidad.
06/05/2015 #11


No consideraste la posibilidad de realimentación negativa? vas a poder manejar la ganancia, la estabilidad y linealidad.
Si pero primero quiero llegar a la ganancia que quiero y luego empiezo con los cálculos de realimentación ya que le va a bajar un poco la ganancia y por lo tanto la tensión en la carga, en realidad la ganancia en donde hay una tensión pico en la carga de 35[V] es un poco más de lo que necesito para luego realimentar el circuito.
Voy a plantear nuevamente los cálculos y armarlo, luego una vez que lo tenga bastante bien lo postearé aquí para que den su opinion.
06/05/2015 #12

Avatar de cosmefulanito04

julian403 dijo: Ver Mensaje
... y luego empiezo con los cálculos de realimentación ya que le va a bajar un poco la ganancia y por lo tanto la tensión en la carga,
Ojo con eso. La ganancia a lazo cerrado debería ser bastante más bajo (hasta que la estabilidad no se comprometa) que a lazo abierto, de lo contrario pierde utilidad.

Por otro lado, si tu ganancia a lazo abierto es baja, la realimentación no te sirve de nada.

Tenés dos problemas:

1- Al parecer no te fijaste bien en la polarización y la máxima excursión.
2- No hiciste el modelo dinámico del circuito a lazo abierto, por ende no tenés idea de cuanto debería ser la ganancia.
07/05/2015 #13


Si no interpreté mal, el problema es que tiene mucha ganancia, o por lo menos eso dice al principio del post.
07/05/2015 #14


Para la ganancia que necesito, es decir, una tensión de 30[V] en la carga de 740 Ohms. Por ende, debe circular por dicha carga una corriente de 0.04[A]. Por ende usaré un acoplamiento inductivo de manera de eliminar la resistencia Rc de la rama de salida (en alterna).

Ahora sé que la tensión será:

Vceq = Icq / (Re) + ic / (Rl)

ic/Rl en el pico máximo de la señal será ±30[V]. Por ende si Icq/Re = 35[V], en el pico negativo de la señal Vceq será 5[V] y por ende no saturará y en el pico máxima positivo será 35[V] + 30 [V] = 65[V] y no cortará.


Tomando una corriente Icq de 1 [mA] por ende Re=35 [K].

La ganancia del transistor es 100 por ende Ib=0.01 [mA]

Rb= (70 [V] -0.7[V] - 35[V])/(0.00001[A]) = 3.4 MOhms

Vbb= 35.7[V]

R2= (4 [MOhms] * 70 [V]) /( 35.7[V])=8.4 MOhms

R1 = (R2* Rb)/(R2-Rb)= 5.7 MOhms


He igualmente recorta con una señal de entrada de 50mV.

Veamos la rama de entrada de alterna es (R1//R2)//hie.

hie= 25[mV]*100 /(0.001[A])= 2500Ω

por ende (R1//R2)//hie≈2500Ω

50[mV] / 2500Ω= 0.00002[A]

ic= 0.00004[A] * 100 = 0.002[A]

Así que no tendría que saturar. Ya que 0.002[A] * 740Ω=1.48 [V]<<30[V]
07/05/2015 #15

Avatar de cosmefulanito04

julian403 dijo: Ver Mensaje
Ahora sé que la tensión será:

Vceq = Icq / (Re) + ic / (Rl)
Se complica con las unidades...

Pero sé a donde querés llegar y no está del todo mal, en realidad es así:

Vceq + vce = (Vcc-Icq*(Re)) + ic*(Rl) (suponiendo ese inductor del que dijiste en vez de Rc)

Donde vce es la tensión en dinámica.

Si querés, yo te ayudo con el análisis, si arrancamos con el circuito que vas a analizar y como mínimo la polarización (tirá una simulación) y si podés un modelo en dinámica.

En base a eso, te ayudo a ver la excursión (que más o menos veo que lo tenés claro) y el comportamiento en dinámica.
08/05/2015 #16


Supongo que mi problema fue simpre la diferencia entre la polarización y la parte ac. Supongo ahora que tengo que empezar por la parte ac. El circuito en general es (no usaré acoplamiento inductivo para hacerlo general):



Su modelo en alterna es:



La señal de salida en la carga tendrá un valor pico de 30[V].

iL= 30[V]/(740Ω)=0.04[A].

ahora la corriente en la resistencia Rc, como no he hecho la polarización no le di ningún valor le daré uno ahora: Rc=10[kΩ]

ic= 0.04[A] + 30[V]/(10 kΩ) ; hfe.ib= 0.04[A]+0.003[A]= 0.043[A].

El hfe=100 así que ib=0.00043[A].

con eso calculo el vce (alterna)

vce= 0.00043[A]* (10 [kΩ]// 740 Ω) = 0.296[V] ≈0.3 [V].

Por último me falta la malla de entrada con la particularidad de que ib=0.00043[A].

hie = 0.025[V]* HFE /(Icq).

Por lo que decido un valor de Icq, el cual tomaré como 0.001[A], por ende

hie= 2500Ω

Sabiendo que quiero ese valor de tensión de 30[V] en la carga de 740Ω con un valor de tensión pico de entrada de 400[mV]. Por ende puedo calcular Rb:

0.4[V] = 0.00043[A]* (Rb//2500Ω) ; RB= 1481.48Ω

Por lo que tomaré Rb=1500Ω
-----------------------------------------------------------------------------------------------------------
Ahora me falta la polarización. Como supuse que Icq=0.001[A] y el HFE = 100 por ende debe circular una Ib=0.00001[A].

Rb= R1 // R2. (pero no conozco ninguno de los dos así que no sé si debo elegir un valor a alguno.)

Vceq + vce = (Vcc-Icq*(Re)) + ic*(Rl) (

Vceq+ 0.3[V] = (70[V] - 0.001[A]*Re)+ (0.043[A]*(470 Ω // 10 kΩ))

Y en lo anterior me quedó una ecuación con 2 incógnitas así que no tiene solución.
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08/05/2015 #17

Avatar de cosmefulanito04

julian403 dijo:
iL= 30[V]/(740Ω)=0.04[A].
...y luego:

julian403 dijo:
Icq=0.001[A]
Es obvio que el amplificador sature.

Hay que definir bien el punto de trabajo, antes de meterse con el análisis en dinámica.

1- Icq:

ic (alterna) es 40mA => como mínimo Icq >= 40mA

2- Vceq:

Como tú fuente es de 70v y querés trabajar con una Vpico de 30v sobre la carga, tenés 10v de margen. En principio una Vceq útil sería de 35v (ojo con la potencia => 35v*40mA= 1,4W de arranque!).

Para reforzar la idea, la excursión te queda así:



Azul: recta de carga estática
Naranja: recta de carga dinámica (la pendiente cambia en función de la RL)
Vceq: tensión de polarización que tendrá el transistor.
Icq: corriente de colector de polarización que tendrá el transistor.
vce (delta Vce): máxima excursión pico, tensión dinámica.
ic: corriente máxima pico, corriente dinámica.
Verde: la excursión máxima, que se vé limitada por un lado por la Vce(sat) y por el otro por la recta de carga dinámica.

Como vos imponías una Icq muy chica => ic era chica antes de saturar => vce también lo era.

Volvé a la polarización, subí la simulación con las corrientes y tensiones correspondientes, depués seguimos con la parte dinámica.
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09/05/2015 #18


Listo lo hice, y le meto una señal de entrada de 15 [V] y no satura. El problema es que lo hice con acoplamiento inductivo y la bobina para tener una ganancia para frecuencias bajas es necesario que tenga un buen valor, por ejemplo en el simulador estoy usando 1 Hy, cosa que no estoy seguro que se pueda hacer, aunque quizás con un nucleo de hierro no sea tan grande. Por ejemplo para una señal de entrada que sea de 100[mV] pico y una frecuencia de 1[KHz] obtengo en la salida una tensión de 35[V]. Realmente excelente, pero con la misma amplitud pero 100[Hz] te cae a 3.5[V] y con la misma señal pero a 10[kHz] claramente satura.



El problema con una resistencia convencional, como la que usé de Rc=10kΩ. Como Icq≈0.04[A] por ende la caida en la resistencia será 400[V]. He buscado relaciones entre Rc, Vceq, ic y Icq y no hay una que quepa.

A lo que me refiero es que si a Rc=Rl=740, por ende ic=0.081[A] y entonces Icq≈0.09.

Pero 0.09[A]*740Ω = 66.6 [V]

De esta manera llego a la conclusión que no se puede hacer el circuito.
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09/05/2015 #19

Avatar de cosmefulanito04

Sin dudas se complica y mucho, ya que estás muy al límite con ese valor de carga.

Las alternativas que se me ocurres son:

1- Usar un trafo en el colector. Nunca lo hice, pero se que antes se utilizaban.
2- Implementar un colector común a la salida y jugar nuevamente con una corriente de colector alta (100... 200mA), es decir te va a pasar algo similar, con la resistencia de emisor y la carga, pero ahora resulta un poco más sencillo jugar con los valores, ya que solo tenés la Vce y la Vre.
4- Aumentar la fuente, hasta un valor razonable.
5- La prohibida en todo sentido, usar el propio parlante como resistencia de colector.
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