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18/08/2016 #1

Avatar de diegomj1973

Amplificador Clase A 4 W con SRPP + Bastode
Este amplificador se decanta a partir del siguiente tema:

Otro amplificador de 3 Transistores ! BBB ¡

y de esta otra evolución:

Evolución del mítico amplificador JLH 1969

Considero necesario apartarlo de ambos temas, ya que agrega lo que sería un "amplificador diferencial vertical" o lo que se conoce como "bastode". Tiene la singularidad que como amplificador diferencial (tal como comúnmente lo conocemos) no requiere la típica fuente de corriente constante que alimentaría el par de transistores. Es más sencillo y cumple muy bien con su cometido.

Las ventajas que podríamos lograr prefiero que las podamos visualizar en contraste contra un amplificador similar que no disponga de "bastode".

Para eso, voy a exponer las simulaciones que corresponden a los siguientes circuitos:

SRPP estandar:



SRPP + Bastode:



Comparaciones:





Inyectando una señal cuadrada simétrica de 16 KHz para máxima excursión de la salida:





Como se puede observar en las distintas gráficas, existen claras ventajas por el simple agregado del quinto transistor. Solo existe una mayor sensibilidad del offset de salida con la temperatura y una reducción leve del PSRR por debajo de los 4 a 5 KHz, aunque por encima de esa frecuencia y hasta el tope del rango audible, el mismo, se ve claramente mejorado.

Saludos
21/08/2016 #2

Avatar de diegomj1973

Ante mi inquietud de saber si sería posible poder "escuchar" cómo responderían nuestros engendros o prototipos de audio con los que solemos jugar largas horas en nuestros simuladores, es que me ví tentado en buscar la forma de implementarlo en Multisim (simulador muy difundido, práctico y preciso para aplicaciones de audio, principalmente), mucho antes de llegar a soldar siquiera un triste terminal de una resistencia del mismo circuito (para quienes nos suele dar pereza de armarlos ó cuando debemos sustituir aquel componente que no encontramos en el limitado mercado local y debemos, en consecuencia, hacer prueba y error con lo que tengamos a mano o nos lo permita nuestro bolsillo).

Hay un par de instrumentos que me parecieron fantásticos para implementar ésto e, incluso, serviría para una casera prueba doble ciego o ABX, también.

Estos instrumentos son de LabVIEW (el cual debemos tener agregado a nuestro Multisim): Microphone y Speaker.

Podemos conectar nuestro bloque "Microphone" a la entrada del esquema de nuestro amplificador bajo simulación y conectar nuestro bloque "Speaker" a uno de los terminales de lo que sería nuestra carga (parlante), carga que no debemos reemplazar por el bloque "Speaker". Es de hacer notar que ambos bloques disponen solo un terminal de conexión al esquema bajo simulación: es decir, deberemos conectarlos a los puntos vivos de cada señal de interés (generalmente, los que no van al 0 V, de ser circuitos desbalanceados).

Tanto en el bloque "Microphone" como en el bloque "Speaker" podremos setear tasas de muestreo desde unos 11025 Hz hasta los 44100 Hz (esta última, suficiente para unas pruebas más que decentes).

Tanto en el bloque "Microphone" como en el bloque "Speaker" podemos setear también un determinado tiempo de grabación en segundos.

Luego, es cuestión de jugar con los sonidos captados por el mic real y comparar entre lo que entra a nuestro engendro del simulador y lo que sale de él, para lo cual se reproduce alternadamente lo que quedó grabado por el mic real (pulsando "Play Sound" en el bloque "Microphone") y lo que quedó grabado por el bloque "Speaker" (pulsando "Play Sound" en el bloque "Speaker") . Aquí hay que notar que si nuestro circuito tiene ganancia mayor a 1, el sonido que salga por el bloque "Speaker" va a salir con mayor intensidad que el que captará el bloque "Microphone".

Para efectuar una casera prueba ABX, se me ocurrió utilizar dos bloques "Speaker" y grabar un sonido de referencia (que bien podría ser un tono con amplitud similar a la salida nominal de nuestro engendro, para lo que deberemos individualizar con suficiente precisión (+ - 0,1 dB) la ganancia del amplificador bajo simulación) y otro sonido que sería el que sale de nuestro DUT. Sería algo así:



Otra cosa que es posible emular es qué tanto se escucharía en la salida al parlante un determinado ripple de alimentación, en función del PSRR del circuito. Para eso, tendríamos que superponer a ambos rails unas fuentes de tensión alterna de frecuencia coincidente con el doble de la de la línea de nuestra zona (si es rectificación de onda completa) y, con una amplitud similar a la del ripple real que prevemos tengamos cuando lo armemos.

Aquí les subo un ejemplo para Multisim 13, correspondiente al ampli de este mismo thread:

http://www.forosdeelectronica.com/at...1&d=1471820705

Pueden probar distorsionarlo adrede (modificando algún parámetro del circuito) para saber, además, si esa distorsión que generen es audible o no.

Pueden probar limitar la respuesta en frecuencia, hacerlo clippear, etc., etc., etc.

También es posible saber si es capaz de reproducir determinado rango de frecuencias ó cómo podría responder a determinadas señales estímulo (pulso amortiguado, por ejemplo, el cual podemos simularlo enteramente y no necesariamente captarlo con el mic real del mundo externo).

En fin, las posibilidades son ilimitadas.

Espero les sea útil y sorprendente como a mí.

Saludos
21/08/2016 #3

Avatar de diegomj1973

Con lo que sí me he desayunado en mis primeras pruebas y con la configuración de mi placa de sonido es que no cualquier voltaje virtual debe ser aplicado al bloque "Speaker" para llevar adelante una prueba ABX razonable y mínimamente confiable (tanto en referencia como en la salida del circuito). Me explico mejor: probaba con un tono virtual de prueba de bastante baja frecuencia (64 Hz) y notaba cómo tanto referencia virtual como salida virtual "sonaban" raro o no limpio. Luego, utilizo Daqarta (en modo analizador de espectro) en segundo plano a Multisim 13 como para "ver" qué era lo que yo oía y, descubro un montón de Hs desperdigados por todo el espectro (como saturación de nivel tanto en referencia como en salida) .

Pruebo luego el bloque de referencia con un voltaje senoidal de 0.1 V rms, en lugar de los 5,5714 V rms y noto el espectro más limpio de Hs (a excepción de la fundamental).

He desactivado los efectos de sonido de mi placa, por si acaso.

He buscado en la ayuda de Multisim y no encuentro nada referente al nivel máximo aplicable a este bloque "Speaker" para que no se produzca saturación. Si le pongo un valor ficticio muy grande de voltaje al bloque "Speaker" (supongamos de 10 veces más => 55,714 V rms, satura muy evidente).

Es lo que llevo hecho hasta el momento.

Saludos
21/08/2016 #4

Avatar de diegomj1973

Este video es de la prueba en mi PC de escritorio, con voltajes aplicados a los bloques de 0,2 V RMS y 2 KHz como tono de prueba.


Vean la cantidad de Hs que acompañan a la fundamental en la referencia. En el video alterno varias veces entre referencia y salida para que puedan ver más claramente alguna pequeña diferencia que provoque el circuito bajo prueba en el simulador. En la salida del circuito (cuando pulso sobre el bloque de la derecha de la pantalla) van a ver una diferencia principalmente en 4 KHz (ya que es un circuito single ended), por haberse modificado en forma importante la corriente de salida para visualizar ese efecto (modificación hecha adrede, ya que como estaba original el circuito no se podían "ver" diferencias con el analizador del Daqarta debido a que a plena potencia la THD a 2 KHz es de solo 0,002 a 0,003 % y aquí las pruebas fueron a bastante menor nivel). La modificación en el circuito fue aumentar la resistencia de potencia de 0,56 a 2,2 ohmios, que al último del video muestro. Este problema me condiciona para poder "escuchar / discernir" alguna diferencia (si es marcada y audible), ya que entre fundamental y Hs no hay gran margen (solo casi 40 dB). Los Hs me enmascaran los cambios sutiles que puedan existir en el espectro, como uno de los muchos problemas.

Probé el mismo chiste en una netbook Lenovo con sonido integrado Realtek HD, para tratar de descifrar de dónde podía provenir el problema de los Hs que acompañan a la fundamental (en la referencia) y, aplicando a los bloques "Speaker" hasta 1 V pico, sale perfecto (con una diferencia en dBs entre la fundamental y los Hs muy marcada y mayor que con la PC de escritorio, principalmente en la referencia). Incluso, se nota perfecto cualquier sutileza que uno cambie en el esquemático del circuito bajo simulación tanto visualmente como en forma auditiva (si el cambio llega a ser audible).

Me llama la atención que en la PC de escritorio no pueda pasar mucho más de 0,1 a 0,2 V rms (y aún así no obtengo más de 40 dB de diferencia entre la fundamental y los Hs en la referencia, lo cual no me satisface mucho que digamos).

¿Alguien ha podido probar ésto?

Saludos

PD: ¡¡¡ Qué pelonfai !!!, por agregar otro post, borré accidentalmente el que mostraba el video. ¿Hay posibilidad de recuperar ese post borrado?. Sino, lo subo luego o lo vuelvo a postear.

PD2: he probado generar el mismo tono senoidal de 2 KHz con el generador del Daqarta en mi PC de escritorio, visualizando luego con el analizador de espectro del mismo Daqarta, para cotejarlo con el tono senoidal de 2 KHz que genera LabVIEW en Multisim 13. Vean los resultados:


Como conclusión saco que no existe una marcada limitación de hard para generar un tono limpio (en el video se ve una diferencia entre ruido y fundamental de alrededor de 120 dB). Debe ser el seteo de LabVIEW o cómo lo comunique a la placa o bien esta función sea meramente didáctica y no muy precisa para implementar lo que quiero.
26/08/2016 #5

Avatar de diegomj1973

Sabiendo que el problema de fondo radica en que la generación del tono de prueba por LabVIEW desde Multisim es de carácter discreto en cuanto a variación en amplitud y en tiempo, me dispuse a reducir el tiempo máximo de paso (TMAX) en la Configuración de Simulación Interactiva de Multisim, ya que el paso máximo de amplitud lo impone el hard de mi propia máquina. El valor original estaba por defecto en 1e-005 y lo bajé a 1e-007. Con esta modificación pude mejorar la relación entre fundamental y los Hs en el tono de referencia desde alrededor de 40 dB a aprox. 60 dB, lo cual ya es un cambio bastante más aceptable para poder llegar a detectar algún detalle más sutil en el sonido que salga del circuito bajo prueba. El espectro queda bastante más limpio ahora, aunque el tiempo de simulación aumenta considerablemente.

Otra implementación que hice fué agregar bloques de control de fuentes de tensión a modo de atenuadores para que de esa forma los bloques "Speaker" no reciban voltajes más allá del voltio de pico (valor que había encontrado no producía saturación) y me permita efectuar una comparativa más clara de tonos a similar nivel de amplitud (tanto referencia como salida). Todo esto debe ir acompañado de un delicado ajuste de niveles en el mixer de Windows (que en mi caso implicó ajustar el "master" del mixer a solo 2 %, con el de "wave u onda" a 100 % y el "lo que se escucha" también en 100 %). Con todo eso quedó muchísimo mejor la situación .

Les voy a mostrar a continuación tres videos: en el primero de ellos muestro cómo se comportaría el circuito original de este mismo thread ante un tono de prueba senoidal de 1 KHz y 0,5 seg de duración, con lo que van a ver que existe una total transparencia para la señal de entrada, es decir, visual y auditivamente sale tal cual la señal a la salida salvo amplificada como debería ser (sin agregados ni quitas de ningún tipo espectralmente hablando). En el segundo video muestro cómo se comportaría el circuito disminuyendo la resistencia de 560 ohmios en un 5 % de su valor original (es decir, quedaría en 532 ohmios). Con esto pueden ver que la salida empieza a mostrar los Hs pares (que en el primer video prácticamente no los vemos emerger del piso), aparte de los impares originales. Solo oídos bastante entrenados podrían llegar a detectar cambios auditivos. En el tercer video muestro cómo se comportaría el circuito disminuyendo aún más esa resistencia hasta el valor adyacente inferior de la serie (es decir, 470 ohmios). Con esto pueden ver que la salida muestra más exageradamente los Hs pares y comienzan a crecer en amplitud también los impares, haciendo claramente audible un cambio entre referencia y salida.




Por último, subo un cuarto video en el que la distorsión ya es muy evidente y es más progresiva que las anteriores en cuando a valor, producto de haber cambiado en forma importante la resistencia original de 560 ohmios a 390 ohmios. El cambio de tonalidad de salida es muy claramente audible:


Espero que todo esto les sirva para permitirles implementar "oír" algo de sus diseños antes de armarlos, aunque solo sea a nivel de inyectar un simple tono de pruebas.

Saludos
08/10/2016 #6

Avatar de diegomj1973

Procurando siempre de exprimir lo más que se pueda las potencialidades de cada circuito que me pongo a desarrollar, es que me encontré tentado en buscar mejorar el PSRR del SRPP + Bastode último, ya que no me agradaba del todo el hecho que sea superado por el SRPP estándar (aunque sea en una fracción del espectro). Si el SRPP + Bastode podía superar de forma importante en distorsión vs. frecuencia a la versión estándar, ¿por qué no podía superarlo también en el PSRR?.

Mirando el colector del transistor superior del par diferencial vertical es que imaginé la solución: filtrar la alimentación de ese mismo par desde + Vcc.

Aquí la versión 2 del SRPP + Bastode:



Vean cómo supera en PSRR, en todo el espectro, a las dos versiones anteriores:



Saludos
Imágenes Adjuntas
Tipo de Archivo: jpg SRPP Bastode Versión 2 (Esquema).jpg (133,6 KB (Kilobytes), 150 visitas)
Tipo de Archivo: jpg SRPP Bastode Versión 2 (PSRR).jpg (51,4 KB (Kilobytes), 150 visitas)
09/10/2016 #7

Avatar de diegomj1973

Se sigue exprimiendo un poco más el diseño: se suprimen dos condensadores y se modifica la conexión de un extremo del condensador recientemente agregado en la versión 2 (el de 4700 uF). Con esta modificación, se mejora aún más el PSRR por encima de los 150 Hz, perdiendo solo un poquito de atenuación en los 100 Hz. Una mejora adicional que se gana con esa modificación es en la distorsión en baja frecuencia, que se torna menor y más constante en el espectro hasta los 450 Hz, frecuencia a partir de la cual la distorsión queda bastante similar a la de los esquemas anteriores.

Otra cosa que mejora sensiblemente es que el diseño se torna menos dependiente de la característica de la fuente de señal para cumplir con sus parámetros (principalmente, el PSRR).

La potencia de la resistencia de 12 ohmios es en función del ripple real que disponga la fuente de alimentación. El valor sugerido es para un ripple máximo en cada rail de alimentación de hasta casi 4,5 V pico a pico para países con frecuencia de línea de 50 Hz. Para ripples de alimentación menores, se podría reducir la solicitación de potencia máxima para esa misma resistencia.







Saludos

PD: con solo aumentar la capacidad del condensador de acoplo de señal de entrada de 47 uF a 100 uF, el PSRR mejora en baja frecuencia de modo que no es superado por ninguna otra alternativa presentada hasta ahora. La distorsión en 16 Hz baja a menos de la mitad que la mostrada para la versión 3 a la misma frecuencia.



PD2: subo una comparativa con el prestigioso EPSILON LAVARDIN del Dr. Jagodic operando ambos circuitos a 1 W sobre 8 ohmios.



Teniendo en cuenta que el SRPP + Bastode Versión 3 es muchísimo menos complejo y emplea componentes bien comunes e, incluso, algunos de ellos no son específicos para uso estrictamente en audio, el desempeño no sería nada malo para ese primer vatio de potencia, principalmente por debajo de los 700 Hz.
Imágenes Adjuntas
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Tipo de Archivo: jpg SRPP Bastode Versión 3 con capacitor de entrada de 100 uF (PSRR).jpg (69,1 KB (Kilobytes), 130 visitas)
Tipo de Archivo: jpg Comparativa THD vs. Frecuencia con Epsilon Lavardin a 1 W sobre 8 ohmios.jpg (166,4 KB (Kilobytes), 129 visitas)
10/10/2016 #8


Diego ??? Te acuerdas del circuito clase A de Elektor que recuria a filtrado en PI ?????. No se llegó a medir el PSRR en aquel pero las pruebas que se le hicieron, pese a ser un diseño antiguo y con transistores normalitos no eran malas.
No se si con esta técnica lograríamos ahorrarnos alguna resistencia de potencia y el consiguiente consumo de energía y calor.
Resulta paradójico que en la etapa previa se requiere un resistencia de 7W, en el siguiente estadio de 5 w y en paso final de 5w, ésta última suele ser habitual.
En fin el planteamiento que te escalo es intentar mejorar el PSRR desde la alimentación y no en cada estadio ?? Es posible???
Un abrazo.
10/10/2016 #9

Avatar de diegomj1973

Juan Carlos Hernández Púa dijo: Ver Mensaje
Diego ??? Te acuerdas del circuito clase A de Elektor que recuria a filtrado en PI ?????. No se llegó a medir el PSRR en aquel pero las pruebas que se le hicieron, pese a ser un diseño antiguo y con transistores normalitos no eran malas.
No se si con esta técnica lograríamos ahorrarnos alguna resistencia de potencia y el consiguiente consumo de energía y calor.
Resulta paradójico que en la etapa previa se requiere un resistencia de 7W, en el siguiente estadio de 5 w y en paso final de 5w, ésta última suele ser habitual.
En fin el planteamiento que te escalo es intentar mejorar el PSRR desde la alimentación y no en cada estadio ?? Es posible???
Un abrazo.
No voy a descartar esa idea Juan Carlos, ya que ese circuito que has mencionado tenía un PSRR muy pocas veces visto en cualquier otro diseño. Incluso, si no recuerdo mal, yo lo simulé y me sorprendió el alcance de ese parámetro en particular.

Por la resistencia de 12 ohmios y 7 W: vuelvo a aclarar que fué un valor sugerido para quienes deseen armarlo y no tengan un banco de filtrado acorde a lo finalmente necesario, para evitarles sorpresas en las pruebas. Para su dimensionamiento de potencia, supuse que cada rail podía llegar a tener montado sobre el nivel medio casi 4,5 V pico a pico de ripple, con lo que la disipación puede alcanzar como máximo los 1,75 W. Con este último valor, lo suelo multiplicar por 4 para obtener el valor final de diseño y dar cierta estabilidad con la temperatura al conjunto.

La suposición de tener un ripple de casi 4,5 V pico a pico es en base a la estimación de disponer de condensadores de filtrado de fuente de alrededor de 2200 uF por rail (más allá de que ese mismo valor pueda ocasionar clippling a un valor de señal por debajo del máximo esperable en la salida). Evidentemente, es un valor de filtrado muy flojo para este tipo de amplificadores, pero soy consciente de que muchos de los que se largan a armarlos por primera vez, cometen el error de probarlos con fuentes así. En mis diseños, soy medio extremista para prever los bancos (generalmente, no bajan de los 28200 uF por rail, para 1 A de consumo => entre 3,5 a 15 Joules de energía por rail, dependiendo del voltaje empleado).

Es evidente que con menores ripples de rail, esa resistencia podría ser de menor potencia, pero existe otro problema: el transitorio de encendido, que aplica en forma exponencial y decreciente un voltaje sobre la resistencia que llega al valor de 2 rails (31,34 V). Luego, sin señal aplicada y con nulo ripple de alimentación, podría reducirse a un mínimo de 95 mV aprox., después de pasado el transitorio de encendido. Fijate que la potencia instantánea va desde los 81,85 W hasta los 752 uW!!!. Habría que integrar esa curva formada y ver qué valor se merece como mínimo, asegurando un ripple bien determinado en función del banco que finalmente se disponga.

El valor resistivo de 12 ohmios responde a un valor optimizado para reducir la distorsión al mínimo posible. Por encima o debajo de él, las distorsiones aumentan marginalmente. Hay un límite superior que no debe sobrepasarse (si no mal recuerdo, es cerca de 1K5 ohmios).

Las potencias sugeridas para las resistencias de realimentación tienen, además, otra necesidad: si empleo resistencias sobredimensionadas, reduzco notoriamente el ruido térmico por un lado y, por otro lado, la realimentación a cada valor instantáneo de la señal se aparta mucho menos de la curva teórica por efectos térmicos, crucial en esta parte del circuito. La idea es otorgarle mucha inercia a los cambios térmicos => cuerpos de las resistencias grandes.

Otra posibilidad sería conformar las resistencias de realimentación con muchas de menor potencia: reparto el voltaje realimentado entre más elementos, contribuyendo a reducir marcadamente la distorsión. Es de notar que la distorsión provocada en un componente como éstos tiene dependencia, también, con el voltaje aplicado a él: cuanto más bajo se mantenga el diferencial de voltaje sobre el componente, menor distorsión. Más notorio resulta el efecto sobre los condensadores. Es por esto último, que procuro quitar a los condensadores en derivación de la red de realimentación de mis diseños. De no poder quitarlos, apunto al arreglo en serie de ellos. Lo mismo se puede aplicar a los condensadores de acoplo.

Saludos
10/10/2016 #10


Echo en falta los famosos condensadores de 100 nF en paralelo con la alimentación . No tengo la menor duda que en el sinclair que realicé NO hay ni el más mínimo ruido ni zumbido (audible) por la presencia de éstos; puse en la alimentación un puente rectificador y 10.000 Microfaradios por rama, los condensadores los añadieron al impreso Joaquín Quercus 10 y Cacho que son los que hicieron la versión que yo realicé..
Es más, en algunos diseños, y desconozco si tiene respaldo científico, he visto en la fuente el o los condensadores de filtrado, en paralelo con uno MKT de 100 nF y otro de 10 nF, y luego en la PCB del amplificador otro más de 100 nF. Desconozo si lo ansiado con esa batería de condensadores de diferentes valores se "filtra" de manera más eficiente los elementos indeseados de la alimetación.
Espero que sea de ayuda. Gracias y un abrazo.
10/10/2016 #11

Avatar de diegomj1973

Los condensadores de desacople que has mencionado son necesarios y efectivos, más si son ubicados en puntos bien estratégicos del circuito.

Por una cuestión de claridad en estos últimos esquemas, no los he puesto en paralelo a cada electrolítico, a pesar de que en algún otro esquema previo siempre los doy por supuesto con anotaciones similares a esta: 4700u1F.

Hay que tener presente que ninguna combinación de condensadores en paralelo responde mejor, como conjunto, que en forma unitaria lo harían cada uno de los que se combinen. Cada tipo particular de condensador responde conforme a las características propias en el rango de aplicación y uso para el cual fueron concebidos. Generalmente, el condensador que se agrega en paralelo al electrolítico existente es para compensar y evitar el aumento de impedancia a altas frecuencias que sufre el mismo, por la naturaleza inductiva debido a su modo de construcción. De esta forma, lo que se logra es una baja impedancia del conjunto dentro del rango de empleo del circuito particular.

Existen trabajos al respecto de Walt Jung, que son dignos de admiración y culto.

El Sinclair debe poseer un mayor rechazo al ripple por disponer de amplificador diferencial en su entrada (aunque tengo mis reservas sobre el modo en que alimenta al diferencial para lograr el cometido de un alto rechazo, según el diseño que ví en el foro modificado por Pavel Macura, que supongo debe ser ese el que has armado), aunque no he simulado el mismo para conocer de qué valores estamos hablando. Considero que es un diseño bastante mejorable: estabilidad de la salida con la temperatura, control de bías de salida, simetría del diferencial, ccs del diferencial. Por el resto, tiene cosas bien planteadas.

Supongo será este:



Otra cosa que lo ayuda mucho es que no drena gran corriente de la fuente, estando en reposo, y, eso mismo, permite que el ripple de rail sea bastante más reducido al de un clase A pura como el de este thread. Esto permite que sea prácticamente mudo durante los espacios de silencio o de menor estridencia de la señal, donde se podría hacer más evidente el problema.

Saludos

PD: algo que tal vez no dije es que a este amplificador del thread se lo debería alimentar con fuente estabilizada, en lo posible.
13/10/2016 #12

Avatar de diegomj1973

En los esquemas anteriores existe cierto antagonismo entre la obtención de las más bajas distorsiones y los más altos PSRR, en forma simultánea, ya que condiciona a un bajo valor de un componente para obtener la menor distorsión y obliga, por otro lado, a sobredimensionar la capacidad de disipación de potencia de ese mismo componente para tolerar su función como elemento en el rechazo al ripple de alimentación.

Se encontró una forma de independizar esas optimizaciones: la resistencia anterior de 12 ohmios x 7 W se aumenta a 470 ohmios x 3 W, de forma de maximizar el PSRR. Por otro lado, se agrega un preset en un lugar estratégico para minimizar la distorsión. De esta forma, se pueden alcanzar ambos objetivos simultáneamente. De esta forma, puedo exprimir un poco más su desempeño, lo que verán en las curvas más adelante.

Cabe aclarar que las distorsiones que teóricamente se podrían obtener en baja frecuencia son extremadamente reducidas, por lo que será necesario contar con equipamiento acorde a las circunstancias (según simulación, THD próxima a 0,0004 % a 1 W sobre 8 ohmios, en torno a los 200 a 300 Hz).

Nuevamente, se contrasta el desempeño entre 1 a 4 W sobre 8 ohmios contra el Epsilon - Lavardin, para contar con una buena referencia:







Como se puede observar ahora, a 1 W y hasta 900 Hz, el SRPP resulta bastante más preciso que el Epsilon - Lavardin en cuanto a THD. Muy posiblemente, con mosfets de salida más adecuados que los IRFP150N, pueda reducirse la distorsión e igualarse el desempeño por encima de los 900 Hz y hasta los 16 KHz al del Epsilon - Lavardin.

¿Hay algún interesado en diseñar la PCB, para hacer las primeras pruebas de fuego?

Saludos
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Tipo de Archivo: jpg SRPP Bastode Versión 4 (Esquema).jpg (136,0 KB (Kilobytes), 104 visitas)
Tipo de Archivo: jpg Comparativa THD vs. Frecuencia con Epsilon Lavardin a 1 W y 4 W sobre 8 ohmios.jpg (171,9 KB (Kilobytes), 105 visitas)
Tipo de Archivo: jpg SRPP Bastode Versión 4 (PSRR).jpg (30,2 KB (Kilobytes), 104 visitas)
14/10/2016 #13


Consumo del circuito????
P.D.: A mi los PCB's me salen más feos que Mick Jagger chupando un limón. Si alguien lo hace por favor y sí el consumo no es muy elevado igual me animo a hacerlo para sonorizar un buen PC.
Ahora estoy haciendo un experimento: un subwoofer con base en el Sinclair, unos 40 watios sobre 4 ohmnios, ya os contaré.
14/10/2016 #14

Avatar de Dr. Zoidberg

Juan Carlos Hernández Púa dijo: Ver Mensaje
P.D.: A mi los PCB's me salen más feos que Mick Jagger chupando un limón.

14/10/2016 #15

Avatar de diegomj1973

El consumo ronda, como máximo, unos 1,22 A aprox., solo que aunque no estés escuchando nada (son unos 38,23 W de disipación permanente). Todo, por canal.

Los parlantitos tendrían que ser eficientes, por la potencia involucrada y, de calidad, en lo posible (ya que, de lo contrario, no se justifica el esfuerzo que se está haciendo con el diseño).

No es un proyecto para quienes buscan trillones de vatios con 54 pares de transistores de salida.

Está diseñado para ser excitado directamente desde la salida de un reproductor de CD: poca ganancia, gran ancho de banda, bajo ruido y alto slew rate.

Se recomienda un circuito de retardo de conexión y protección para los parlantes.

La demora en la estabilización de los transitorios eléctricos del circuito para poder comenzar a amplificar adecuadamente es de unos 6 minutos mínimos aprox., después de encendido por primera vez. La demora en la estabilización térmica dependerá del tamaño de los disipadores empleados y la temperatura ambiente.

Saludos
29/10/2016 #16

Avatar de Quercus

diegomj1973 dijo: Ver Mensaje
¿Hay algún interesado en diseñar la PCB, para hacer las primeras pruebas de fuego?
Saludos
Listo, espero que valga.

Para el condensador de 345nF he previsto poder colocar hasta 3 unidades para conseguir un valor lo mas aprox. posible.

Imágenes Adjuntas
Tipo de Archivo: png SRPP.png (30,0 KB (Kilobytes), 55 visitas)
29/10/2016 #17

Avatar de diegomj1973

No hay palabras más que de infinito agradecimiento por impresionante colaboración, amigo Quercus.

Ahora, es de esperar que no queden excusas para armarlo, testearlo y disfrutarlo.

Un gran abrazo.
30/10/2016 #18


En esta agradable y familiar mañana de Domingo (tras 16 días seguidos de guardia ) enciendo el PC y me dispongo a ojear el Foro. Me caigo al suelo en shock tras comprobar que mi admirado Joaquín (Quercus) se ha pegado la paliza del siglo, robando tiempo a su merecido descanso, diseñando !!!4 PCB's!!! , Perdón 4 bellezas, para los usuarios de éste foro. Esa predisposición y amabilidad sólo pueden estar detrás de un gran técnico y una gran persona. Es un orgullo y un honor para éste foro y para sus usuarios contar con un capital humano como vosotros.
Gracias y recibid un cordial saludo.
30/10/2016 #19

Avatar de Quercus

Muchas gracias Diego, como mas de una vez he dicho, para mi esto es un Hobby y si el circuito me gusta, disfruto haciéndolos.

Aquí están los archivos correspondientes.

Por curiosidad instale Multisim el cual no domino (espero haberlo hecho bien) para ver la distorsión. Coloque el voltaje suponiendo que se utiliza un transformador de 12V y la verdad es muy baja.

P.D. Muchas gracias Juan Carlos, cambio el chip y me voy con mis bonsáis, hasta la hora en que me ponga a hacer la paella, si, si... la Paella también me toca a mi…

Imágenes Adjuntas
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Archivos Adjuntos
Tipo de Archivo: pdf Amplificador 4W SRPP + Bastode.pdf (2,62 MB (Megabytes), 7 visitas)
30/10/2016 #20

Avatar de diegomj1973

Quercus dijo: Ver Mensaje
Muchas gracias Diego, como mas de una vez he dicho, para mi esto es un Hobby y si el circuito me gusta, disfruto haciéndolos.

Aquí están los archivos correspondientes.

Por curiosidad instale Multisim el cual no domino (espero haberlo hecho bien) para ver la distorsión. Coloque el voltaje suponiendo que se utiliza un transformador de 12V y la verdad es muy baja.
La distorsión que logra ese primer circuito del thread SRPP + Bastode es bastante baja, a pesar de su enorme simplicidad.

Incluso, si simulás la variante que está casi al final del thread (el esquema que tiene el 1N4148), es mucho más baja aún (con muy poquito agregado circuital) . Es el esquema que comparo contra el Epsilon - Lavardin, para saber por dónde estamos encaminados.

Ayer, jugando (como costumbre ) un poco más con el SRPP + Bastode encontré otra variante (un poco más sencilla que las anteriores: es casi como el SRPP solo) que acusa mejor desempeño en la parte alta del espectro que las anteriores versiones, pero se empeora un poco el de la parte de baja frecuencia. La curva de distorsión es casi casi como el del Epsilon - Lavardin, a la misma potencia. Igual, quiero seguir puliéndolo un poco antes de subirlo al thread.

Saludos
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