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Responder al tema

Mensaje: [QUOTE="diegomj1973, post: 1183252, member: 83012"] Es una inquietud que también la están presentando miembros del otro foro: el querer llevarlo a mayores voltajes y, por ende, intentar obtener mayores potencias. Por un lado, hay miembros que ya disponen fuentes de entre +- 20 VDC y +- 24 VDC, reservadas para emplearlas mayoritariamente en amplificadores típicos de Pass. Ellos, como es lógico, quieren aprovecharlas (por un lado, porque las disponen y, por otro lado, porque quieren contrastar funcionamientos entre uno y otro amplificador, entre los cuales también hay un JLH (llamado TGM9) que no responde del todo como se esperaba de él). Hay otros que quieren emplear SMPS :cry: ... Otros, quieren emplear alimentación simple y condensadores de acoplo a la salida :cry: ... Si bien existen infinidad de diseños que son muy flexibles a los cambios, éste, no es necesariamente el caso. Yo les contestaría a todos que ha habido un estudio pormenorizado detrás de todo lo que se ha escogido y una determinada razón para que así sea. Se siguió un método (discutible o no, eso se puede ver luego). Por ejemplo, para evitar la mayor cantidad de condensadores tanto en el paso de la señal como en la red de realimentación, se optó por alimentación dual. La necesidad de una alimentación dual no recae solamente en la eliminación de condensadores, sino que responde simultáneamente a una necesidad de mantener lo más "quieto" posible al amplificador en las condiciones de menor estridencia de la señal ó en las condiciones de ausencia de señal. Cuando me refiero a "quieto", estoy haciendo referencia al hecho de que el ruido a la salida sea el menor posible: ésto favorece que los microdetalles en los pasajes más débiles de la música no sean enmascarados por un piso de ruido excesivo. ¿Cómo se podía lograr ésto en un circuito, en la etapa de concepción del diseño? Aquí se planteó fijar cuatro variantes: 1) Alimentación simple y red de realimentación clásica R2-R1 y C en derivación. 2) Alimentación simple y red de realimentación R2-R1 (sin condensador en derivación). 3) Alimentación dual y red de realimentación clásica R2-R1 y C en derivación. 4) Alimentación dual y red de realimentación R2-R1 (sin condensador en derivación). De estas cuatro opciones, si yo quería eliminar la mayor cantidad de condensadores, me quedan la 2) y 4). Viendo la 2), vemos que la red de realimentación queda expuesta normalmente a VCC / 2, en reposo. Esto conlleva a que la disipación en reposo sea importante, si se pretende mantener bajos valores de resistencias para las de la red (para mantener la distorsión y el ruido de Johnson bajos). Con señal de gran excursión, la disipación instantánea aumenta, con el consecuente aumento del ruido de Johnson ante trenes de señal prolongados en el tiempo. Este último fenómeno no preocupa, porque el ruido de Johnson es enmascarado por la misma señal que es muchas veces superior. Pero el que sí preocupa es el ruido en reposo: si lo queremos mantener lo más bajo posible debemos sobredimensionar la disipación máxima de los componentes de la red => antipráctico y antieconómico en este caso. Viendo la 4), vemos que la red de realimentación queda expuesta normalmente a muy pocos milivoltios, en reposo (producto del ajuste en la polarización que hay que hacer en la otra entrada del diferencial vertical, para que el voltaje de salida sea próximo a 0 V). Esto conlleva a que la disipación en reposo sea muy despreciable. Aquí, la temperatura de las dos resistencias de la red de realimentación, en reposo, es casi la de ambiente, con lo que el ruido de Johnson está gobernado más por el valor de la resistencia que por la temperatura alcanzada por sobre la de ambiente. Con esta temperatura limitada a casi la de ambiente (delta T casi de 0°C por sobre la ambiente), el ruido Johnson puede ser extremadamente bajo y el microdetalle asoma con holgura por sobre el piso de ruido. Con señal de gran excursión, la disipación instantánea aumenta, con el consecuente aumento del ruido de Johnson ante trenes de señal prolongados en el tiempo. Este último fenómeno no preocupa y es siempre inevitable, porque el ruido de Johnson es enmascarado por la misma señal que es muchas veces superior. El sobredimensionamiento de disipación de potencia máxima de las dos resistencias de la red de realimentación responde simultáneamente a mantener acotados tanto el ruido de Johnson como también la distorsión, más que a los requerimientos de la sola excursión máxima de la señal (para esto último, si calculan la potencia máxima necesaria para esas resistencias, se van a dar cuenta enseguida que existe otra razón mucho más importante como para sobredimensionarlas aún más). La corriente de polarización de los transistores de entrada se fijó en torno a los 12.5 mA, para poder operarlos en su zona más lineal del hFE con la variación de Ic (meseta de la curva). Esto trae una ventaja adicional: el slew rate es bastante importante. El bías de salida se eligió en torno a los 2 A, porque ahí es donde se comportan bastante lineales los mosfets de salida. La única etapa más flexible es la polarización de entrada, que podría plantearse desde muchas maneras diferentes, de acuerdo a las necesidades. Resumiendo: el secreto de su éxito y lo detallado en cómo podría reproducir una débil señal recae en la consideración especial de su red de realimentación. La muestra de la señal de la salida la toma la red de realimentación casi sin alteraciones más que de nivel (no hay participación de alinealidades de condensadores de ningún tipo dentro de la banda audible). Es sugerible el empleo de resistencias de metal film para esta red y en asociaciones que permitan mantener el más bajo voltaje aplicado a cada una en particular. Es por eso que los números de medición hablan por sí solos, debido a todas y cada una de las consideraciones aquí explicadas ;). El otro secreto son la triple función de los dos transistores de señal: como amplificador diferencial vertical (para corregir errores), como cascodo (permite obtener una respuesta en frecuencia a lazo abierto casi libre de alinealidades y muy extendida) y como splitter de fase (con rampas de ganancia casi iguales hacia ambos colectores, a diferencia del de John Linsley Hood, que ofrece la asimetría natural del propio transistor funcionando solo). La ganancia de lazo abierto del bastode es mayor a la de un único transistor splitter ó, incluso, a la del mosfet empleado en la etapa de entrada el PLH: esto se refleja en los menores números de distorsión que el DLH obtiene por sobre el JLH y el PLH. Saludos [/QUOTE]

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