Pirmero que nada:
@Kikoaf: Cuando tengas algún avance o cambio, avisá así dejamos de discutir otras cosas y nos ponemos con lo de tu ampli. Mientras me parece que nos vamos a ir un poco lejos en una cuestión técnica de la que creo que podremos sacar algo interesante (al menos yo).
es verdad "cacho" lo que dices de que un diseño...
Hola "Ibdali". No entiendo el porqué de las comillas en los nicks, pero si hay que usarlas, las uso (aunque no me gusta mucho eso).
La línea IXTQ, como el IXTQ36N30P, tienen las características dinámicas estables, en cambio el IRFP250 tiene un rango muy amplio...
Por poner solo un ejemplo, el IXTQ36N30P tiene una Qg total de 70nC fijo. Mientras el IRFP250 tiene un rango de 79nC a 120nC, entonces haciendo un calculo rápido, en el mejor de los casos el driver se verá sobre-exigido en 0.5 amper, y en el peor de los casos estará sobre-exigido en 2.5 amperes en corrientes picos.
Eso si asumimos que no hay ninguna Rg. Como la habrá, ¿no debería comportarse como un condensador cargándose?.
En ese caso sería sólo un mayor tiempo de encendido (y quizá de apagado), pero no un pico de corriente. Como la carga tardará 5T, entonces es 5*Rg*Qg y si Qg se va de 70 a 120nC la variación es de (más o menos) un 75%, con lo que la carga tardará un 75% más.
Como la Imax que se le podrá pedir al driver estará limitada por la Rg, sólo sería problema que los pulsos de carga de los gates estuvieran limitadísimos en tiempo, cosa poco probable porque requerirían de un control bastante molesto e innecesario.
Peeeeeeeero, como la curva de carga no es lineal sino logarítmica, es muy probable que sin alcanzar los 5T ya tenga un Vgs suficiente como para suministrar la corriente necesaria para que el parlante entregue 1500Wrms/3000Wpico sobre 2Ω (eso son casi 39Apico). Con 5Vgs ya llega a esos números.
La carga de recuperación inversa en el peor de los casos es 4 veces mayor!!!!!!!!!!!, ni hablar entonces de que pasaría con la red Snubber en este caso.
No veo el porqué. El único problema se presentaría si Cs (el valor del condensador de la snubber) quedara chico por el aumento de las capacidades parásitas del MOSFET. Ahí ya no sería efectiva, pero la disipación en la red no cambiará porque depende del valor de Cs, de la frecuencia de switcheo y de Rs (la resistencia de la snubber). Nada de eso se modifica, la red no ve nada distinto. ¿Dónde me estoy equivocando? ¿Qué me salteé?.
Por otro lado, son 2µC contra 5,4µC, eso son 2,7 veces y no 4.
Supongamos que en un canal colocas un mosfet con Qg de 70nc y otro con Qg de 100nc, en este caso las resistencias de gate se deberían calcular nuevamente para que los tiempos de respuestas sean iguales en ambos transistores, cosa que seguramente no hará quien este reparando el amplificador.
¿No estás hilando demasiado fino para las frecuencias bajas de las que se trata?
En el peor de los casos sonaría mal, pero apuesto a que no seríamos capaces de oir la distorsión.
Ademas de que todavía no sabemos que topología usa, si suponemos que trabaja en topología full-brigde, que sería algo razonable por la elevada potencia, y trabaja a 2 ohm,y verdaderamente entrega 1500w rms, entonces el calculo da 273v pico que vería el mosfet. Entonces en base a qué decimos que con 200v alcanza????
Si Prms=1500W => Ppico=3000W.
Esa potencia de pico es la que alcanza con los valores de la cresta de la senoide y eso coincide con la de alimentación.
Como es P=U²/R, queda que 3000W*2Ω=U² <=> 6000V²=U² <=> U=77,46V≈78V. Esa es una de las ramas, la otra será simétrica con -78V.
Sumadas ambas tenemos 156V, con lo que los 200Vds del MOSFET en cuestión alcanzan.
¿De dónde salen los 273V de pico de los que habamos?
Saludos
