Amplificador de clase A con 2n3055.

[diegomj1973]

Simulando el esquema encuentro que sí es posible llegar a los 20 W sobre 4 ohmios (22,146 W en el simulador). El elemento que hace posible esto mismo es el condensador de 2200 uF que se encuentra inmediatamente en paralelo a R21, permitiendo excursiones de la corriente de reposo bastante por encima del valor que personalmente había estipulado como máximo (aprox. 1,35 A según valor y especificación de potencia de la R21). Lo que sucedió es que a primer golpe de vista uno toma los componentes que fijan las condiciones de reposo (R21 en este caso), pero no visualiza palpablemente (hasta correr alguna simulación) las condiciones dinámicas que se dan con elementos reactivos con la frecuencia, como lo es un condensador de bypass (C13 en este caso).

Las THD están en el orden de los 0,18 a 0,23 % en 1 KHz y sobre 8 y 4 ohmios, respectivamente. En el extremo alto del espectro, trepan por encima del 1 % aprox.

Lo interesante es el PSRR que está en torno a los 60 dB a 100 Hz y aumenta hasta los 100 dB desde los 100 Hz hasta los 100 KHz aprox., manteniéndose bastante plano y cercano a los 100 dB en una buena parte del espectro. Eso es medido bajo carga de 8 ohmios y con fuente de señal ideal (Z out = 0 ohmios).

El rendimiento sobre 4 ohmios llega hasta el 43,8 % como máximo. Esto denota que su salida es push pull, como lo había anticipado.

El ancho de banda a - 3 dB está entre los 24 Hz y 124 KHz, bajo carga de 8 ohmios. Existe una pequeña alinealidad en la parte alta del espectro (tal vez, mejorable variando algún pequeño condensador de compensación).

El punto negativo es el slew rate: muy lento . No lo veo mejorable con ningún transistor rápido a la salida (tipo MJ21194 o similar).



Ahí se inyecta señal cuadrada simétrica de 16 KHz con 0,509 V pico de amplitud, bajo carga de 8 ohmios.

Saludos

 

[Juan Carlos Hernández Púa]

Diego con el condensador de 1000 microfaradios de salida ???????
???? Como de comportará con 3300 microfaradios ????
Sigo sorprendido ( gratamente ) con este circuito.
Gracias por los datos y un abrazo.

 

[diegomj1973]

Diego con el condensador de 1000 microfaradios de salida ???????
???? Como de comportará con 3300 microfaradios ????
Sigo sorprendido ( gratamente ) con este circuito.
Gracias por los datos y un abrazo.

Si, tal cual el esquema original. Lo que sucede es que el slew rate no va a mejorar por más que coloques incluso bastante más a 3300 uF. Ese punto depende de otros parámetros aguas bastante atrás en el circuito.

Unos mosfets en reemplazo de esa dupla de salida BC/2N se podrían probar, tocando además los valores resistivos de la red de realimentación.

Saludos

 

[moncada]

Buen trabajo Diego, pero no puede ser clase A y Push Pull a la vez. Con esa corriente de reposo de 1A no puede funcionar en clase B. Para mejorar la respuesta a los graves, llevar también C5 a 450 ó 1000µF e inyectar una onda cuadrada de unos 40Hz a un tercio del nivel de saturación para no estresar ningún componente. Comprobar si disminuye la inclinación de los techos de cada semiciclo (seguro que sí). Yo de simuladores NPI pero ese "parche" no me ha fallado nunca en amplificadores.

Saludos.

Edito: donde dice C5 quise decir C4. Disculpad el error.

 

[diegomj1973]

Buen trabajo Diego, pero no puede ser clase A y Push Pull a la vez. Con esa corriente de reposo de 1A no puede funcionar en clase B. Para mejorar la respuesta a los graves, llevar también C5 a 450 ó 1000µF e inyectar una onda cuadrada de unos 40Hz a un tercio del nivel de saturación para no estresar ningún componente. Comprobar si disminuye la inclinación de los techos de cada semiciclo (seguro que sí). Yo de simuladores NPI pero ese "parche" no me ha fallado nunca en amplificadores.

Saludos.

No tenés que modificar C5 para bajar la fci (ese condensador está para otra función), sino que posiblemente debas aumentar C4, C16 o, incluso, C1, si los valores conjuntos de ellos no dan la fci deseada (la que originalmente es un tanto alta).

Para mejorar los flancos con los que sube o baja la señal a la salida (slew rate) es necesario incrementar las corrientes con las que cargás o descargás las capacidades involucradas (sean del propio componente o físicas), aparte de emplear elementos más rápidos (principalmente, en la salida). Esas capacidades aparecen cuando la señal debe ir de una etapa a la siguiente. Lo que aletarga a este circuito en particular son, casi principalmente, los altos valores de R8, R9 y R13. Son esos mismos componentes y su conexión a los transistores intermedios de señal los que causan que exista asimetría en el slew rate (la cual se observa claramente en las curvas de la simulación del estado transitorio), ya que la carga de las capacidades sucede por una resistencia en un momento y, la descarga de esas mismas capacidades, por un colector de un transistor en otro momento (es decir, las resistencias dinámicas son bastante diferentes en una situación y otra, por lo que las rampas resultan diferentes también).

Pueden existir amplificadores operando en clase A con salida en push pull ó en single ended. Lo que cambia es el rendimiento y la cantidad de elementos activos involucrados que procesan la señal a la salida. En un push pull, podés arrimarte teóricamente al 50 % de rendimiento máximo (lo cual se da bajo condiciones no reales de señal constante a la entrada). En single ended y con carga activa o resistiva, podés arrimarte teóricamente al 25 % de rendimiento máximo. Si en single ended empleás carga inductiva, podés llegar al 50 % de rendimiento máximo teórico.

Si no limitás la excursión máxima en push pull, podrías salir de la condición de operación en clase A. En cambio, en single ended, viene el recorte abrupto de la señal, por encima de la corriente de bías. El JLH 1969, bajo determinada condición de ganancia de los transistores de salida, es push pull (aunque bajo otras condiciones de ganancias de sus elementos de salida, puede ser single ended). En el PLH, sucede lo mismo, solo que esa condición podemos controlarla sin necesidad de cambiar ganancias cambiando los elementos de salida (solamente ajustando convenientemente un simple potenciómetro ó preset podemos cambiar la relación de ganancias entre el elemento superior y el inferior de la etapa de salida). El gran John Linsley Hood lo comprobó probando con transistores con ganancias bien diferentes ó muy similares, en cambio, el práctico de Nelson Pass lo logró a gusto actuando sobre un simple eje (fácil ehhh?).

Saludos

 

[moncada]

No tenés que modificar C5 para bajar la fci (ese condensador está para otra función),

Erré el número: quise decir C4 para mejorar la respuesta a los bajos como una alternativa a subir el valor de C16. C4 afecta al corte inferior de respuesta en frecuencia junto a R3.

Para mejorar los flancos con los que sube o baja la señal a la salida (slew rate) es necesario incrementar las corrientes con las que cargás o descargás las capacidades involucradas (sean del propio componente o físicas), aparte de emplear elementos más rápidos (principalmente, en la salida). Esas capacidades aparecen cuando la señal debe ir de una etapa a la siguiente. Lo que aletarga a este circuito en particular son, casi principalmente, los altos valores de R8, R9 y R13. Son esos mismos componentes y su conexión a los transistores intermedios de señal los que causan que exista asimetría en el slew rate (la cual se observa claramente en las curvas de la simulación del estado transitorio), ya que la carga de las capacidades sucede por una resistencia en un momento y, la descarga de esas mismas capacidades, por un colector de un transistor en otro momento (es decir, las resistencias dinámicas son bastante diferentes en una situación y otra, por lo que las rampas resultan diferentes también).

No me refería a los flancos, tiempo de subida o rapidez de respuesta a altas frecuencias sino a los techos (cuanto menos inclinados mejor) de una onda cuadrada de pocos hertz aplicada a la entrada y visualizada en extremos de la carga, porque la pretensión era mejorar las características por abajo. Así se comprueba la respuesta de la etapa a bajas frecuencias.

Pueden existir amplificadores operando en clase A con salida en push pull ó en single ended.

Hasta donde sé, un push pull es un amplificador en contrafase, donde cada rama se encarga de manejar un semiciclo de la onda. En clase A, los elementos activos están polarizados para trabajar en un punto de la zona lineal de sus características que les permita amplificar la onda en su totalidad, sin recortes. Si este esquema fuese un "push pull en clase A", la señal amplificada por T4-T6 se encontraría desfasada 180º frente a la amplificada por T5-T7 y ambas se cancelarían a la salida.

Saludos.

 

[Juan Carlos Hernández Púa]

Brillantes y pedagógicos aportes Diego y Moncada. En mi caso cuando accedo a un esquema " vintage" ( estoy inmerso en un Sinclair y en cola un Fapesa , así como un Pionner de los 80's ) mi intención es ajustarme lo máximo posible a su diseño ORGINAL" y si es posible sin ninguna modificación. Creo que en circuito que nos atañe a excepción del obligado cambio de los BC's puede mantenerse el esquema y componentes originales en un guiño a su diseñador ( Fairchild ) y a la técnica de la época, sin perjuicio de que en un par de días seguro que Diego hace de este diseño un MAQUINA moderna y eficiente en todos los sentidos ( ver sus aportes al foro ).
Insisto, no es mi caso ( respetar en lo posible su origen ) y creo que éste circuito SI merece la pena tenerlo en la lista de proyectos.
Moncada el PCB no lo tienes no ???
Un abrazo.

 

[moncada]

Moncada el PCB no lo tienes no ???

Como ves, no incluyen PCB en la página pero no será difícil hacer uno. Yo como no me entiendo con los programas de trazado, los c.i. los diseño a mano desde hace 35 años y no me han quedado tan mal...

Por cierto, para mejorar la respuesta a altas frecuencias (el "slew rate") que comentaba Diego, se puede bajar a la mitad de su valor C7 y C9, cuidando de que no aparezcan sobreimpulsos, que podrían hacer que el ampli oscilase. Esos condensadores limitan la banda pasante en la parte alta del espectro.

Este otro ampli tiene un diseño muy curioso y sí incluye pcb pero no es clase A (offtopic).

Saludos.

 

[diegomj1973]

Erré el número: quise decir C4 para mejorar la respuesta a los bajos como una alternativa a subir el valor de C16. C4 afecta al corte inferior de respuesta en frecuencia junto a R3.

Ok . Supuse que podía haber sido así (una confusión con los sufijos de los componentes). De todos modos, me pareció prudente aclararlo.

No me refería a los flancos, tiempo de subida o rapidez de respuesta a altas frecuencias sino a los techos (cuanto menos inclinados mejor) de una onda cuadrada de pocos hertz aplicada a la entrada y visualizada en extremos de la carga, porque la pretensión era mejorar las características por abajo. Así se comprueba la respuesta de la etapa a bajas frecuencias.

Perfecto . Esa es la misma forma en que analizo la respuesta en baja frecuencia en mis diseños: procuro que no quede el "efecto cojín o almohadón" lo que yo llamo, es decir, que los ángulos de la señal cuadrada a la salida no me queden menores a los 90º (es decir, el ángulo interior formado entre el "techo" y una de las "paredes", para que se entienda).

Hasta donde sé, un push pull es un amplificador en contrafase, donde cada rama se encarga de manejar un semiciclo de la onda. En clase A, los elementos activos están polarizados para trabajar en un punto de la zona lineal de sus características que les permita amplificar la onda en su totalidad, sin recortes. Si este esquema fuese un "push pull en clase A", la señal amplificada por T4-T6 se encontraría desfasada 180º frente a la amplificada por T5-T7 y ambas se cancelarían a la salida.

Saludos.

Es decir, existe un solapamiento de funcionamiento entre ambas "ramas", ya que no trabajan justamente solo 180º de la señal cada una (en realidad es un poco más de eso). El secreto es que ninguna de ellas quede "apagada" ante una determinada excursión prevista de la salida.

Suele existir mucha controversia al respecto, donde muchos sostienen que la verdadera clase A funciona solo en configuraciones de salida en single ended y, el resto de las configuraciones, serían un engendro para ese tipo de operación.

Lo cierto es que mientras evites la zona alineal de operación de la curva, sea con un elemento activo ó dos, podés considerar operando en clase A, siempre que se cumpla para toda la excursión de la señal prevista a la salida.

El single ended no tiene chances de operar fuera de la zona lineal, si lo que se pretende es amplificar toda la señal (ambos semiciclos). Es por eso que se sostiene que sería el verdadero clase A. Lo único que se debe preveer es no sobrepasar una excursión máxima de la señal de salida (o prever la limitación en la entrada) en función de la corriente de bías de salida prevista y la mínima carga (Z).

Un abrazo

 

[Juan Carlos Hernández Púa]

Moncada gracias por el nuevo aporte. Por cierto la revista de ese mes cundió mucho en cuanto a esquemas de audio !!!!!.
Te decía lo del PCB porque a mi me sucede lo contrario, me salen más feos que Mick Jagger chupando un limón !!!!. Es mi asignatura pendiente.
Un saludo

 

[moncada]

Bueno, por ratitos durante la sobremesa para evitar caer frito delante de la tele y lápiz en mano, salió un borrador de la placa contando con el material disponible. Luego lo pasé a mano alzada a un trozo de papel vegetal para separar lado componentes del lado pistas. Normalmente no hago así, ya que me arreglo con la superposición de ambos en papel blanco (aún uso el sistema punzón-taladro-edding 3000-baño agua fuerte+oxigenada )

Al margen de algún posible error y si la distribución agrada, algún compañero habilidoso puesto en programas de ruteo podría perfeccionar el diseño. Yo por lo de pronto debo hacerme con unos indelebles más finos y buscar tiempo y ganas para montar el circuito ya que me siguen esperando varios melones abiertos desde hace tiempo...

Salud.

 

[moncada]

Hola de nuevo. Después de despachar varios entuertos pendientes hice tiempo para completar el montaje de una etapa prototipo. Antes de pasar el borrador al cobre ví que faltaba un trozo de pista entre el positivo de C13 y el emisor de T7 (falla corregida en la "Foto 1"). Adjunto 3 escaneos más: con la placa ya grabada y aún con la tinta del edding, una vez limpia y rotulada a mano por la cara de componentes. Podéis ver que la pcb ha estirado un poco a lo largo y que algunas pistas han "engordado". La razón es prever la sujección de un radiador para 2x TO-3 en posición vertical, darle más robustez a la baquelita gracias al cobre extra y dejar menos metal a corroer por el ácido

Ayer comencé a insertar componentes y soldar. Los transistores son los del esquema; las resistencias de 1/2w, varias del 10% de tolerancia (plata en su cuarta banda) . Las de potencia como no tenía de ese valor, hice combinaciones paralelo (dos de 9 para conseguir 4,5 en lugar de 4,7) y serie (2 y 1,5 para 3,5 en lugar de los 3,3). Para algunos electrolíticos usé valores próximos por arriba. No son críticos; de hecho para C16 instalé uno de 2200µF en lugar de 1000. Los radiadores para los BC141 están construidos con dos trozos de tubo de aluminio, cortados longitudinalmente para poder abrirlos un poco y que entrasen a presión.

Adjunto unos retratos del bicho ya montado durante las pruebas y varias fotos de las ondas visualizadas en el osciloscopio, todas hechas con mi móvil de 10 años . La "foto 2" fue tomada con carga artificial de 8 ohms y a máxima potencia sin recorte (la simetría se ajusta con P1). Salen unos 15,6w rms a 44 volts de alimentación. La 3 y 4 son con onda cuadrada de 40 y 7000 Hz respectivamente. Como se ve, la respuesta a los graves es pobre. Con onda senoidal esto no se aprecia y la respuesta sale plana entre 30Hz y 40KHz +/- 1dB. A los agudos responde bastante bien (se ven sobreimpulsos) aunque el tiempo de subida es mejorable.

Las demás fotos fueron hechas tras suplementar 3 condensadores con objeto de reforzar los graves. C1 se llevó hasta un poco más del µF, C4 a unos 1000µF y C16 a 4400µF. Aunque la cosa se ve mejor, la inclinación de los techos de la onda cuadrada aún supera el 40-50% y hemos empeorado algo los agudos. La última (foto 7) corresponde a la superposición de las ondas de salida y entrada. Se ve que el propio amplificador del generador basado en el XR2206 ya inclina algo...

Algunas medidas obtenidas durante las pruebas:

-Potencia de salida: 15,6w rms. a 44v y 8 ohms.
-Sensibidad de entrada: aprox 950mV p.a.p. a 15w/8ohms.
-Consumo: 1 amperio con y sin señal.
-Respuesta de frecuencia: 30Hz a 40KHz (onda senoidal).
-Distorsión armónica a 875Hz y 14w de salida: aprox 1,2% (descontado el 0,3% del generador)

Resumiendo: el chisme salió funcionando a la primera y no se quemó nada, lo cual no es poco . El engendro es estable pero voluminoso, poco económico en su construcción y en rendimiento. Tiene distorsión armónica alta y mala respuesta a los graves. No lo recomiendo.

Saludos.

 

[Juan Carlos Hernández Púa]

Brillante trabajo y aporte técnico, pero no puedo resistirme a cuestionarte sobre la pregunta que más me gusta hacer siempre, máxime a un buen técnico como tú, ????? Como suena para ti con buena música y buenos baffles ?????
Lo de los graves era esperable, menos 1 dB a 30 Hz de respuesta por abajo NO es un dato malo por la ingeniería del circuito, pero creo que si quitas la resistencia de carga y pones unos buenos baffles a la salida y la música que te agrada desde una buena fuente a la entrada el sonido te animará a montar el otro canal.
Monte hace unos días en el campo un Sinclair ( ver en el foro del mismo las fotos ) y sólo disponía de un soldador JBC de 15 watios ( me volvió loco soldar lo que requería más temperatura ) y un voltímetro ( no un polímetro ) y cuando le puse buena música y buenos baffles me di cuenta que sonaba maravillosamente.
Por favor comenta tus impresiones subjetivas de escucha.
Enhorabuena por el circuito, gracias y un saludo.

 

[moncada]

Muchas gracias compañero. He montado este grill por curiosidad y para experimentar pero vista la respuesta a los graves no tengo intención de armar el gemelo para el estéreo y menos aún de jugar con los altavoces. Los instrumentos no engañan y lo medible no tiene discusión. Ya hay bastantes ingredientes en una cadena de audio que pueden "adobar" el sonido original como para introducir un amplificador mediocre, habiendo cientos de diseños mucho mejores a los que echar mano. En caso de optimizarlo hasta un mínimo aceptable, publicaría aquí los resultados y me animaría a probarlo con música, mientras no. Gracias de nuevo por tu interés.

Un abrazo.

 

[moncada]

He cometido un error durante las medidas de distorsión, quizás influido por mi escepticismo con este amplificador. He probado con el generador Trio AG-202A, que llevar desmultiplicación en el mando de frecuencia, y pude afinar mejor. La distorsión a 875Hz, 4300Hz y 14KHz ronda el 0,15%. A 44Hz sube a un 0,6%. La razón de estas frecuencias tan particulares se debe a los valores de capacidad elegidos para los filtros de frecuencia fija. La distorsión ahora es aceptable. Queda pendiente resolver la falta de respuesta a los bajos...

Saludos.

 

[diegomj1973]

He cometido un error durante las medidas de distorsión, quizás influido por mi escepticismo con este amplificador. He probado con el generador Trio AG-202A, que llevar desmultiplicación en el mando de frecuencia, y pude afinar mejor. La distorsión a 875Hz, 4300Hz y 14KHz ronda el 0,15%. A 44Hz sube a un 0,6%. La razón de estas frecuencias tan particulares se debe a los valores de capacidad elegidos para los filtros de frecuencia fija. La distorsión ahora es aceptable. Queda pendiente resolver la falta de respuesta a los bajos...

Saludos.

¿Habrá posibilidad que midas slew rate y PSRR a los 100 Hz?

Los niveles de THD que has medido en esta última oportunidad están bastante bien alineados con los que pude constatar en simulación . Acordate que el XR2206 tiene una distorsión típica de 0,5 % (lo cual puede enmascarar la distorsión propia de este amplificador).

Lo de la limitación en bajas frecuencias creo es mejorable muy marginalmente, por más que cambies importantemente el valor de alguno de los grandes condensadores electrolíticos. Es el diseño en sí el que te limita a ello. Un tercer canal clásico en AB o D para un sub, sería un buen complemento como para armar un lindo sistema 2.1.

Saludos

 

[moncada]

¿Habrá posibilidad que midas slew rate

Disculpa por no haberte contestado antes pero me enredé con varias cosas a la vez. De slew rate ni idea. Nunca he medido ese parámetro en etapas de potencia pero a 100Hz el trazo vertical no se aprecia en mi osciloscopio analógico. A 10KHz sí, y me salen unos 2µS de tiempo de subida (¿rise time?). Es que mi inglés... No sé si eso te sirve. Adjunto foto hecha anteayer. La base de tiempos está en 5µs/div. De todas formas, esa medida entendí que te la daba el simulador y dada la aproximación con el real...

y PSRR a los 100 Hz?

Pues tampoco sé que es eso... Habrá que preguntar a un técnico...

. Acordate que el XR2206 tiene una distorsión típica de 0,5 % (lo cual puede enmascarar la distorsión propia de este amplificador).

. Ya lo tuve en cuenta. El caso es que pensaba que el engendro autoconstruido con su oscilador BF y medidor THD llevaba XR2206 (como el generador que uso normalmente, tb. autoconstruido hace más de 30 años) pero al abrirlo ví un TL074 en Puente de Wien. Ni me acordaba. Aprovechando el despliegue retoqué el pote de distorsión del XR2206 (me salía un 1,2% ) y se quedó en 0,5% y de ahí no baja. Con onda senoidal mejor usaré el Trio que además afina mejor la frecuencia para los filtros.

Lo de la limitación en bajas frecuencias creo es mejorable muy marginalmente, por más que cambies importantemente el valor de alguno de los grandes condensadores electrolíticos.

Te aseguro que eso es un defecto no exclusivo de este amplificador y si probaras con onda cuadrada unos cuantos tipos te sorprenderías de lo que sacan... He medido amplis con el STK465, STK436 y otros en clase AB a base de componentes discretos y tienen el mismo problema. Ese defecto está mucho más atenuado en el STK4192II , el TDA1514A ó el HA1397 por citar algunos ejemplos. Este era mi primer clase A de estado sólido y lo monté para experimentar, sin mayores pretensiones. Después de consultar mis apuntes dí con la forma de mejorar el defecto y es (aparte de suplementar los valores citados) corregir el retardo de grupo en la realimentación. Sustituyendo 2k2 por 680 más 1k5 y en paralelo con ésta 47µF. Así los techos a 40Hz no sobrepasan el 40% de inclinación.

Para liarla más, dejo una pequeña guía de aplicación de la onda cuadrada, escaneada de unas fotocopias hechas de estudiante A ver si encuentro más material sobre el tema...

Saludos.

 

[diegomj1973]

El slew rate rondaría los 7,7 V / useg, ya que se alcanza a ver en la cuadrícula de tu osciloscopio 15,4 V pico (es decir, unos 7.7 divisiones con escala vertical de 2 Voltios / división) y una caída en 2 useg aprox.

Para el PSRR, un método muy rudimentario contemplaría cortocircuitar la entrada de señal y medir el ruido debido "casi" exclusivamente al ripple de alimentación en la salida del amplificador y el ruido de ripple en el rail de alimentación (digo "casi", porque tendrías superpuesto además algún posible ruido propio de los componentes al ruido de ripple). Ambas mediciones en AC. Luego, se hace el cociente entre ambas lecturas (salida amp / rail). Lo que dé se expresa luego en dB. Un buen número puede rondar los 60 dB aprox.

La obtención del PSRR da pié a poder definir luego la relación de señal a ruido en la salida del amplificador (SNR).

Saludos

Edit: recordá que para definir enteramente el slew rate deberías inyectar una señal cuadrada con voltajes picos simétricos respecto de 0 Voltios (es decir, voltajes positivos y negativos). Muy posiblemente, las velocidades de crecimiento de la onda den diferentes entre ambos semiciclos. El que limita es el más bajo de ambos.

 

[moncada]

El slew rate rondaría los 7,7 V / useg, ya que se alcanza a ver en la cuadrícula de tu osciloscopio 15,4 V pico (es decir, unos 7.7 divisiones con escala vertical de 2 Voltios / división) y una caída en 2 useg aprox.

Me has hecho rescatar el engendro del cajón... . Te aseguro que a 100 Hz es imposible apreciar en mi osciloscopio ninguna pendiente en los flancos porque al aumentar la frecuencia de barrido (de ms a µs) para intentar medirla, pierdes la visualización del trazo vertical. A 10KHz sí es apreciable y lo puedes ver en la última foto.

Para el PSRR, un método muy rudimentario contemplaría cortocircuitar la entrada de señal y medir el ruido debido "casi" exclusivamente al ripple de alimentación en la salida del amplificador y el ruido de ripple en el rail de alimentación (digo "casi", porque tendrías superpuesto además algún posible ruido propio de los componentes al ruido de ripple). Ambas mediciones en AC. Luego, se hace el cociente entre ambas lecturas (salida amp / rail). Lo que dé se expresa luego en dB. Un buen número puede rondar los 60 dB aprox.
La obtención del PSRR da pié a poder definir luego la relación de señal a ruido en la salida del amplificador (SNR).

Aaaah..., entiendo que eso del PSRR significa ruido... Es muy bajo, y pese a que la etapa consume 1A en reposo, he medido 1mV p.a.p. de rizado residual de 100Hz, nada sorprendente gracias a ese "filtro en pi" extra intercalado en la línea positiva de alimentación (también lo estoy alimentando con dos fuentes de laboratorio en serie). Para obtener la relación señal-ruido (S/N), he instalado una resistencia de 1k en paralelo con la entrada (para simular el ruido térmico de una etapa anterior) tomando como referencia los 30v p.a.p. sobre 8 ohms a 1KHz y me salen unos 89dB. Supongo que utilizando resistencias de película metálica y transistores más modernos y de bajo ruido (para empezar un BC559, BC149 ó BC179 a la entrada) se mejoraría la medida. Para optimizar la respuesta en frecuencia, también hay bichos más rápidos que los veteranos 2N3055 usados a la salida.

Edit: recordá que para definir enteramente el slew rate deberías inyectar una señal cuadrada con voltajes picos simétricos respecto de 0 Voltios (es decir, voltajes positivos y negativos). Muy posiblemente, las velocidades de crecimiento de la onda den diferentes entre ambos semiciclos. El que limita es el más bajo de ambos.

Gracias por el tutorial, pero el slew rate te lo cedo a tí, que estás mucho más instruido. De todas formas, esa característica no suele verse en amplificadores comerciales y me parece pedirle demasiado a un diseño experimental. A mi entender, nos hemos dejado otros parámetros más importantes, como la distorsión de intermodulación (no sé como medirla), mucho más molesta al oído que la THD, o el factor de amortiguamiento (Damping).

A favor de esta barbacoa transistorizada, debo decir que aguanta bien las perrerías que se le hagan. Con señal de entrada para potencia máxima, le he conectado una carga de 1 ohm y la protección ha funcionado; lo he dejado sin carga y tampoco ha saltado nada. Otro punto positivo es que no necesita ajustar la corriente de reposo. Con unas manoplas de horno para evitar quemaduras y un extintor a mano, puede ser un buen artefacto para principiantes.

En fin, dejo otros apuntes sobre medidas en amplificadores por si son de utilidad. Va en tres partes debido a que en una excedía el tamaño máximo admitido.

Saludos.

 

[Juan Carlos Hernández Púa]

Navegando por la web, me he encontrado en un foro italiano (usar traductor de google ) éstos, a mi juicio, fantásticos circuitos:

http://www.tforumhifi.com/t12203-amplificatore-in-pura-classe-a-single-ended-prima-parte

http://www.tforumhifi.com/t34280-amplificatore-a-bjt-da-4-w-in-classe-a

http://www.tforumhifi.com/t16918-jlh-amplifier-class-a-version-2000


Espero que sean de vuestro agrado ( Diego, a tu salud ) y los disfruteis.
Un abrazo.


Para que no os canseis mucho, traducidos:



https://translate.google.es/transla...a-single-ended-prima-parte&edit-text=&act=url


https://translate.google.es/transla...e-a-bjt-da-4-w-in-classe-a&edit-text=&act=url


https://translate.google.es/transla...ifier-class-a-version-2000&edit-text=&act=url