Amplificador HDC 20 W, clase A, 2 en 1 !!!
- Autor diegomj1973
- Fecha de inicio
Conforme vaya moviendo dicho trimpot, ¿habrá que controlar el bias y el osffet?? ¿O no tiene porque variar?
Ya son creo que 3 amplis tuyos los que tengo montados voy a mirar a ver que tienes por ahy
Saludos
Variar el ajuste del trimpot de 500 ohmios no debe alterar ni la corriente por el par de salida ni el offset. Puede existir un ligero transitorio al momento de variar el ajuste, pero todo tiene que estabilizarse a los valores previos del ajuste, luego de unos instantes.
Última edición:
La muy particular y rara configuración del amplificador de este mismo thread la he desarrollado a partir de ciertas premisas de diseño que me vengo imponiendo desde hace un tiempo: obtener los mejores parámetros de calidad posibles con la menor cantidad de etapas y elementos disponibles.
La menor cantidad de etapas responde a la necesidad de obtener un perfil espectral bien concreto, es decir, con un contenido armónico decreciente y que los armónicos creados sean mayoritariamente de bajo orden.
Indefectiblemente, una menor cantidad de etapas lleva a una menor cantidad de componentes involucrados, también.
En este mismo amplificador, si bien nos es común verlo así, existe un amplificador diferencial, aunque de disposición "vertical", a diferencia del clásico LTP "horizontal" implementado mediante los típicos dos transistores de la misma polaridad. La diferencia entre el vertical y el horizontal radica en que en el de mi diseño no es necesaria la clásica fuente de corriente constante que alimenta los dos emisores unidos (donde sería necesario un tercer transistor en configuración de CCS, el cual podría implementarse en torno a un zener ó a uno o dos diodos ó mediante a un cuarto transistor en forma de "ring of two", todos acompañados de sus debidas resistencias de polarización y/o limitación).
Si observás detenidamente el esquema, vas a ver que se emplean los cuatro terminales disponibles de este raro diferencial vertical: la base del BC560C (PNP) como entrada de señal, la base del BC550C (NPN) como señal de realimentación proveniente desde la salida, el colector del BC560C como salida invertida y el colector del BC550C como salida no invertida. Entre las bases se efectúa la comparación de error entre la entrada y salida y, mediante los colectores, envío las órdenes de corrección (en conjunto con el par de transistores de potencia de la etapa de salida).
Con ese raro diferencial vertical logro manejar en contrafase el par de transistores de potencia de salida con una excelente simetría, casi perfecta te diría, si el par de salida son mosfets (mejor que la de un único transistor splitter de fase como el que se suele ver en la típica compuerta 7400 o desde la que estoy convencido se basó John Linsley Hood para desarrollar su famoso JLH 1969).
Implementar un dos etapas y con diferencial LTP clásico a la entrada, es imposible obtener lo que con este amplificador fácilmente obtengo: el poder operar la salida en single ended puro ó en push pull (eligiendo el punto de operación a elección) y, además, que cuando opere en single ended puro tenga el carácter de tal. El LTP clásico cancela naturalmente y en mayor medida el H2, a diferencia del rush cascode (el diferencial vertical que empleo) que no lo hace. Esta imposibilidad del rush cascode la capitalizo estratégicamente para transferirla desde la misma etapa de entrada hacia la etapa de salida, otorgándole el carácter típico del single ended, si así lo deseara elegir con el trimpot correspondiente. Si deseara elegir operar la salida con la mayor simetría posible (es decir, en push pull), ese H2 que no se cancela en la misma etapa de entrada, lo "plancho" con el modo de operación de la etapa de salida, quedando un residual de Hs superiores extremadamente bajo, como lo demuestran las simulaciones y las mediciones reales
.El costo a pagar por esta etapa de entrada es el offset de voltaje de salida y su dependencia mayoritariamente con los parámetros de los transistores de entrada y la temperatura ambiente y la de esos mismos chips, que requiere de una muy cuidadosa compensación
.Otra pauta que me lleva a elegir también al rush cascode como etapa de entrada es que como la ganancia a lazo cerrado no es alta (por el contrario, es bastante baja), no necesito altísimas ganancias a lazo abierto para corregir con buena precisión. De todos modos, con el rush cascode obtengo una ganancia a lazo abierto bastante constante y muy extendida en frecuencia, de modo que me permite corregir con alta precisión aún en alta frecuencia (lo que no es muy común de ver en el LTP).
Espero me hayas entendido mi elección.
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La muy particular y rara configuración del amplificador de este mismo thread la he desarrollado a partir de ciertas premisas de diseño que me vengo imponiendo desde hace un tiempo: obtener los mejores parámetros de calidad posibles con la menor cantidad de etapas y elementos disponibles.
La menor cantidad de etapas responde a la necesidad de obtener un perfil espectral bien concreto, es decir, con un contenido armónico decreciente y que los armónicos creados sean mayoritariamente de bajo orden.
Indefectiblemente, una menor cantidad de etapas lleva a una menor cantidad de componentes involucrados, también.
En este mismo amplificador, si bien nos es común verlo así, existe un amplificador diferencial, aunque de disposición "vertical", a diferencia del clásico LTP "horizontal" implementado mediante los típicos dos transistores de la misma polaridad. La diferencia entre el vertical y el horizontal radica en que en el de mi diseño no es necesaria la clásica fuente de corriente constante que alimenta los dos emisores unidos (donde sería necesario un tercer transistor en configuración de CCS, el cual podría implementarse en torno a un zener ó a uno o dos diodos ó mediante a un cuarto transistor en forma de "ring of two", todos acompañados de sus debidas resistencias de polarización y/o limitación).
Si observás detenidamente el esquema, vas a ver que se emplean los cuatro terminales disponibles de este raro diferencial vertical: la base del BC560C (PNP) como entrada de señal, la base del BC550C (NPN) como señal de realimentación proveniente desde la salida, el colector del BC560C como salida invertida y el colector del BC550C como salida no invertida. Entre las bases se efectúa la comparación de error entre la entrada y salida y, mediante los colectores, envío las órdenes de corrección (en conjunto con el par de transistores de potencia de la etapa de salida).
Con ese raro diferencial vertical logro manejar en contrafase el par de transistores de potencia de salida con una excelente simetría, casi perfecta te diría, si el par de salida son mosfets (mejor que la de un único transistor splitter de fase como el que se suele ver en la típica compuerta 7400 o desde la que estoy convencido se basó John Linsley Hood para desarrollar su famoso JLH 1969).
Implementar un dos etapas y con diferencial LTP clásico a la entrada, es imposible obtener lo que con este amplificador fácilmente obtengo: el poder operar la salida en single ended puro ó en push pull (eligiendo el punto de operación a elección) y, además, que cuando opere en single ended puro tenga el carácter de tal. El LTP clásico cancela naturalmente y en mayor medida el H2, a diferencia del rush cascode (el diferencial vertical que empleo) que no lo hace. Esta imposibilidad del rush cascode la capitalizo estratégicamente para transferirla desde la misma etapa de entrada hacia la etapa de salida, otorgándole el carácter típico del single ended, si así lo deseara elegir con el trimpot correspondiente. Si deseara elegir operar la salida con la mayor simetría posible (es decir, en push pull), ese H2 que no se cancela en la misma etapa de entrada, lo "plancho" con el modo de la etapa de salida, quedando un residual de Hs superiores extremadamente bajo, como lo demuestran las simulaciones y las mediciones reales
El costo a pagar por esta etapa de entrada es el offset de voltaje de salida y su dependencia mayoritariamente con los parámetros de los transistores de entrada y la temperatura ambiente y la de esos mismos chips, que requiere de una muy cuidadosa compensación
Otra pauta que me lleva a elegir también al rush cascode como etapa de entrada es que como la ganancia a lazo cerrado no es alta (por el contrario, es bastante baja), no necesito altísimas ganancias a lazo abierto para corregir con buena precisión. De todos modos, con el rush cascode obtengo una ganancia a lazo abierto bastante constante y muy extendida en frecuencia, de modo que me permite corregir con alta precisión aún en alta frecuencia (lo que no es muy común de ver en el LTP).
Espero me hayas entendido mi elección.
Excelente explicación, muchas gracias
Esto es algo que recientemente he hecho en el foro de www.diyaudio.com, aunque basado en el amplificador de este mismo thread, ya no es un amplificador de potencia propiamente dicho sino solo uno de corriente o simplemente buffer.
Lo que hice es hacerlo "cantar virtualmente" bajo dos ajustes de simetría: en single ended puro (con una tasa de distorsión más alta en relación a la otra modalidad posible, una nula cancelación de los Hs pares y los Hs superiores en franca descendencia) y en push pull (con la tasa de distorsión más baja posible y una cancelación mayoritaria de los Hs pares).
Comparen los tres archivos de audio en formato .wav y van a oir claramente las diferencias (aunque son sutiles). Fueron sampleados a 44,1 KHz y a 16 bits de resolución de amplitud.
Me gustaría que den una opinión subjetiva sobre qué tipo de modalidad de operación les agrada más escuchar. Disculpen lo breve de los archivos, pero lleva mucho tiempo generarlos con el simulador.
Lo que hice es hacerlo "cantar virtualmente" bajo dos ajustes de simetría: en single ended puro (con una tasa de distorsión más alta en relación a la otra modalidad posible, una nula cancelación de los Hs pares y los Hs superiores en franca descendencia) y en push pull (con la tasa de distorsión más baja posible y una cancelación mayoritaria de los Hs pares).
Comparen los tres archivos de audio en formato .wav y van a oir claramente las diferencias (aunque son sutiles). Fueron sampleados a 44,1 KHz y a 16 bits de resolución de amplitud.
Me gustaría que den una opinión subjetiva sobre qué tipo de modalidad de operación les agrada más escuchar
. Disculpen lo breve de los archivos, pero lleva mucho tiempo generarlos con el simulador.
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Hola diegomj, una consulta, ¿puedo utilizar los mosfet irfz44/48n?
Disculpar mi demora en contestar. Creería que es posible, solo asegúrate de emplear disipadores con menor resistencia térmica que lo que hubiese sido necesario emplear con los IRFP150N originales. Ejemplo: Si para los IRFP150N originales y a 30,77 W de disipación en cada uno, requerís unos 1,24 °C / W para cada transistor para fijar la temperatura de juntura a no más de 100 °C; para los IRFZ44N y a similar disipación, requerís unos 0,43 °C / W para similar temperatura máxima de juntura. Todo ello es sin mica aislante, en ambos casos.
Todo es posible, solo que hay que recalcular que todos los parámetros sigan estando bajo los límites de operación segura y el drift térmico del par de entrada no se torne inmanejable e incompensable.
Hola Diegomj, si bien el hilo parece no tener movimiento desde hace 2 años, me tomo el atrevimiento de molestarte con un par de preguntas; seguiste probando tu diseño ?,desde hace tiempo estoy con ganas de armar un pequeño amplificador clase A, he escuchado todo tipo de opiniones de los mismos y ahora en cuarentena dónde me sobra tiempo me encantaria realizar uno de ellos y entre los qué vi en el foro me gustaria ralizar el tuyo , el capacitor de entrada, sigue siendo de 4700 microfaradios ?, podría reemplazar los irfp150 por los fp50n06 ??, hubo algún tipo de modificación despues del tiempo transcurrido ?, desde ya muchas gracias y perdón si ocasione algún tipo molestias , saludos
Hola!. Gracias por interesarte en el proyecto.
La construcción final de este amplificador aún espera la luz. Aboné la imágen mental de lo que podía ser, la pasé por un simulador (como normalmente voy puliendo luego mis ideas) y, cuando fuí verificando que llegaba a resultados muy prometedores, construí un canal a las apuradas (que fué el que se vé en los videos) y me asombré. Luego, pasó todo lo que conté aquí en cómo fué recibido en diyaudio.com y en las pruebas de fuego que le hizo un yanqui ahí (xrk971) y también el conocido australiano Hugh Dean (propietario de Aspen Amplifiers, empresa que dió origen al famoso AKSA 55, con un perfil de distorsión particularmente buscado y agradable). Con Hugh intercambiamos varios diseños, conceptos e ideas para probar en la manipulación del perfil de distorsión en la base netamente electrónica (es decir, en circuitos, excluyendo por el momento los transductores).
Desde ese ida y vuelta de los conceptos intercambiados con Hugh, he encontrado aún más atractivo y necesario integrar a los transductores en esos conceptos, entendiendo claramente ahora el porqué que ciertas electrónicas van como anillo al dedo con determinados transductores. Es por ello que entiendo que el desarrollo completo de un amplificador debe estar en total armonía a la respuesta concreta de los transductores con los que se lo deba emplear (son dos eslabones que no pueden estar conceptualmente desconectados). En relación parcial a parte del concepto que estoy buscando, está lo que viene sosteniendo Nelson Pass con la fase de determinadas componentes de la distorsión y la incidencia en la percepción de la escucha. Yo creo que su concepto queda parcialmente encaminado, si no se integran en él los transductores específicos con los que él sostiene ese cambio en la percepción. Creo, además, que para encaminar totalmente ese concepto, sería necesario conocer también cómo interactúa ese particular perfil de distorsión eléctrica con la distorsión propia del transductor, causando que lo que se perciba sea concretamente una marcada reducción de la distorsión acústica dentro de un rango de frecuencias y amplitudes que caigan en los umbrales de fácil detección (distorsión acústica última que es la que llega finalmente a nuestros oídos).
Hay varios amplis en clase A que podrías encarar: el JLH (como no propio y otros JLH que personalicé) y, como propios, el BBB13, éste mismo (DLH) y el Current Drive. Hay uno que hice también: el Single Ended Clase A de 5,1 W por canal.
El capacitor de entrada podrías bajarlo a valores de 220 uF o menos aún. El mosfet podrías reemplazarlo sin mayores inconvenientes. El esquema que te sugeriría, si te decantás por éste, es el que dispone de compensación de offset con dos pequeños BJTs.
Hola Diego, no había visto nunca este proyecto, ¡te pasaste con las explicaciones!
Un par de mensajes atrás (post #26) dejaste un buffer de corriente que despierta mi curiosidad.
Hace un par de años tratando de armarme un ampli chico para guitarra estuve probando y estudiando el tema de las válvulas, y noté que las amplificaciones en tensión en los preamplificadores son demasiado altas para atacar etapas de salida transitorizadas (mas allá de que aprendiendo mas con el tiempo me di cuenta que hubo cosas que hice mal).
¿Este búffer de corriente sería capaz de manejar entradas de nivel alto en tensión?, no te voy a pedir que lo desarrolles porque no tiene nada que ver con el tema, pero es para ir haciéndome la idea de cómo resolver ese tema.
un abrazo!
Un par de mensajes atrás (post #26) dejaste un buffer de corriente que despierta mi curiosidad.
Hace un par de años tratando de armarme un ampli chico para guitarra estuve probando y estudiando el tema de las válvulas, y noté que las amplificaciones en tensión en los preamplificadores son demasiado altas para atacar etapas de salida transitorizadas (mas allá de que aprendiendo mas con el tiempo me di cuenta que hubo cosas que hice mal).
¿Este búffer de corriente sería capaz de manejar entradas de nivel alto en tensión?, no te voy a pedir que lo desarrolles porque no tiene nada que ver con el tema, pero es para ir haciéndome la idea de cómo resolver ese tema.
un abrazo!
Hola!. Ese buffer deriva del DLH de este mismo thread. Podría admitir hasta cerca de 7 V RMS en su entrada, con una distorsión THD a 1 KHz de 0,001 % sobre 8 ohmios, que es cerca de 6 W (pudiendo llegar teóricamente a una THD a 1 KHz de 0,00007 % sobre 8 ohmios con 283 mV RMS, que es 10 mW). El perfil de distorsión es también ajustable como el DLH, pero con tan bajos niveles totales creo no sería perceptible la distinción entre un ajuste y otro totalmente extremo (PP / SE). Daría mejores números que el conocido MoFo de Michael Rothacher.
Se le podría incorporar la compensación de offset desarrollada para el DLH (la que está hecha en base a dos BJTs).
Justamente en total oposición conceptual a la obtención de los menores niveles posibles de distorsión totales tanto en amplificadores como en bufferes, estaría algo como ésto rondando en mi cabeza desde hace un tiempo, lo que podría explicar parcialmente porqué un amplificador podría desempeñarse mejor que otro, cuando los cotejamos atacando un mismo parlante:
Amplificador híbrido Clase "A" para auriculares.
Efectivamente, el mismo.
www.forosdeelectronica.com
Hice una vez un test de tono puro a un nivel de escucha normal para intentar descubrir cuánto mínimo de distorsión total podía llegar a detectar y llegué a números de cerca de 0,025 % como umbral con 46 años (sumándole H impares como el 3ero o el 5to, ya que H pares admito mucho más alto sin darme cuenta). Cualquier valor por debajo de eso, no creo podría discernirlo. De todos modos, si te fijás en la mejora de la prueba con el woofer, estaríamos en rangos posiblemente fácilmente distinguibles. Los parlantes candidatos a mejoras son los que mayor excursión deben hacer (woofer). Un parlante operando dentro de su rango más lineal, ofrece distorsiones con escaso contenido espectral (no más de H2, H3 y H4, cuanto mucho). Es por eso que los single ended podrían lograr algo favorable ahí (o por lo menos en un rango acotado de frecuencias y amplitudes).
Un abrazo!!!
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